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通信装置及减小波峰因数的方法

阅读：50发布：2020-05-13

专利汇可以提供通信装置及减小波峰因数的方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且一种通信装置及减小波峰因数的方法。对多载波信号进行振幅压缩，使得振幅压缩引起的内部互调失真成份移到设想信号的带宽外，也使得信号的峰值振幅被压缩，这样既为所需的最大误差向量振幅产生一种更低峰值对平均值比率的信号，又减小了波峰因数。，下面是通信装置及减小波峰因数的方法专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种减小波峰因数的方法，适用于通信装置中，其特征在于，所述方法包括：以第一采样率接收混合输入信号x(t)，其中所述混合输入信号x(t)是多个不同频率的独立载波的信号混合而成的信号；
对所述混合输入信号x(t)进行上采样，产生采样率为第二采样率的上采样输出信号y(t)，所述第二采样率比所述混合输入信号x(t)的瞬时带宽大；
计算所述上采样输出信号y(t)的第一振幅信号a(t)并将所述第一振幅信号a(t)输入至所述通信装置的振幅压缩单元以获得第一压缩增益信号g1(t)；
将所述第一压缩增益信号g1(t)与增益修正因数g2(t)相乘，以产生增益信号g(t)；将所述增益信号g(t)与所述上采样输出信号y(t)相乘，产生振幅压缩信号z(t)；及使用所述通信装置的信号滤波单元，对所述振幅压缩信号z(t)进行滤波，以产生已滤波的减小波峰因数信号u(t)，其中所述减小波峰因数信号u(t)比所述混合输入信号x(t)具有更高的采样率及更低的峰值对平均值比率。
2.如权利要求1所述的减小波峰因数的方法，其特征在于，还包括：
当所述第一振幅信号a(t)大于0且小于振幅下限值T1时，使所述第一压缩增益信号g1(t)的值等于1；
当所述第一振幅信号a(t)大于所述振幅下限值T1且小于振幅上限值T2时，给所述第一压缩增益信号g1(t)分配等于所述振幅下限值T1与所述第一振幅信号a(t)比值的值；及当所述第一振幅信号a(t)大于所述振幅上限值T2时，给所述第一压缩增益信号g1(t)分配小于所述振幅下限值与所述第一振幅信号a(t)比值的值。
3.如权利要求1所述的减小波峰因数的方法，其特征在于，获得所述增益修正因数g2(t)的步骤包括：
计算所述减小波峰因数信号u(t)的第二振幅信号b(t)；
获得所述第二振幅信号b(t)中的多个样本信号点；
获得所述第一振幅信号a(t)中的多个样本信号点；
根据所述第二振幅信号b(t)和所述第一振幅信号a(t)的所述多个样本信号点，获得短期功率比值；
获得所述短期功率比值的平均功率比值；及
根据所述平均功率比值的平方根值设定所述增益修正因数g2(t)。
4.如权利要求1所述的减小波峰因数的方法，其特征在于，所述第二采样率为所述混合输入信号x(t)瞬时带宽的2到4倍。
5.如权利要求1所述的减小波峰因数的方法，其特征在于，所述增益修正因数g2(t)用于补偿所述上采样输出信号y(t)在振幅压缩过程中产生的增益误差。
6.如权利要求1所述的减小波峰因数的方法，其特征在于，使用所述滤波单元的步骤包括:使用减小波峰因数滤波单元来抑制所述振幅压缩信号z(t)的载波带宽以外的内部互调失真。
7.一种通信装置，其特征在于，包括：
上采样单元，用于以第一采样率接收混合输入信号x(t)，其中所述混合输入信号x(t)是多个不同频率的独立载波的信号混合而成的信号，并对所述混合输入信号x(t)进行上采样，产生采样率为第二采样率的上采样输出信号y(t)，所述第二采样率比所述混合输入信号x(t)的瞬时带宽大；
第一振幅计算单元，用于计算所述上采样输出信号y(t)的第一振幅信号a(t)并将第一振幅信号a(t)输入至通信装置的振幅压缩单元，以获得第一压缩增益信号g1(t)；
第一乘法单元，用于将所述第一压缩增益信号g1(t)与增益修正因数g2(t)相乘，以产生增益信号g(t)；
第二乘法单元，用于将所述增益信号g(t)与所述上采样输出信号y(t)相乘，以产生振幅压缩信号z(t)；及
滤波单元，用于对所述振幅压缩信号z(t)进行滤波，以产生已滤波的减小波峰因数信号u(t)，所述减小波峰因数信号u(t)与所述混合输入信号x(t)相比，具有更高的采样率及更低的峰值对平均值比率。
8.如权利要求7所述的通信装置，其特征在于:
当所述第一振幅信号a(t)大于0且小于振幅下限值T1时，所述振幅压缩单元用于使所述第一压缩增益信号g1(t)的值等于1；
当所述第一振幅信号a(t)大于所述振幅下限值T1且小于振幅上限值T2时，所述振幅压缩单元用于给所述第一压缩增益信号g1(t)分配等于所述振幅下限值与所述第一振幅信号a(t)比值的值；及
当所述第一振幅信号a(t)大于所述振幅上限值T2时，所述振幅压缩单元用于给所述第一压缩增益信号g1(t)分配小于所述振幅下限值与所述第一振幅信号a(t)比值的值。
9.如权利要求7所述的通信装置，其特征在于，还包括:
第二振幅计算单元，用于计算所述减小波峰因数信号u(t)的第二振幅信号b(t)；增益修正单元，用于处理增益修正进程，先获得所述第二振幅信号b(t)中的多个样本信号点，再获得所述第一振幅信号a(t)中的多个样本信号点，再根据所述第二振幅信号b(t)和所述第一振幅信号a(t)中的所述多个样本信号点获得短期功率比值，再获得所述短期功率比值的平均功率比值，最后根据所述平均功率比值的平方根值设定所述增益修正因数g2(t)。
10.如权利要求7所述的通信装置，其特征在于，所述第二采样率为所述混合输入信号x(t)瞬时带宽的2到4倍。
11.如权利要求7所述的通信装置，其特征在于，所述增益修正因数g2(t)用于补偿所述上采样输出信号y(t)在振幅压缩过程中产生的增益误差。
12.如权利要求7所述的通信装置，其特征在于，所述滤波单元包括减小波峰因数滤波单元还用于抑制所述振幅压缩信号z(t)的载波带宽以外的内部互调失真。

说明书全文

通信装置及减小波峰因数的方法

技术领域

[0001] 本发明涉及信号处理系统，尤其涉及一种通信装置及减小波峰因数的方法。

背景技术

[0002] 在现有的通信系统中，使用含多载波或子载波的宽带传输波形，并且这些传输波形为非恒定振幅的波形，能在峰值振幅大体上比均方根值振幅大的波形中实现快速振幅变化。在维持一定的信号质量及临近通道高功率以满足频谱发射模板要求的同时，多载波信号通过一种多载波功率放大器实现高效传输。

[0003] 为了达到功率放大器的最大效率，以一种接近饱和功率的方式传输信号是较为理想的方法。然而，如果信号的峰值振幅达到饱和功率的水平时，传输信号将受到失真的影响，随着失真的不断累积可能会引起更高的内部互调失真(Inter-Modulation Distortion，IMD)，使得数字预失真模块难以完全修正传输信号中的振幅失真，有可能导致IMD超出频谱发射模板所允许的范围。

[0004] 为了避免上述情况，可能以低于饱和功率的方式传输信号，但这种传输信号方式将导致功率放大器效率低下。

发明内容

[0005] 有鉴于此，有必要提供一种通信装置及减小波峰因数的方法，从而提高信号的传输质量，避免IMD超出频谱发射模板所允许的范围。

[0006] 本发明实施方式所提供的减小波峰因数的方法，适用于通信装置中，所述减小波峰因数的方法包括：以第一采样率Rs接收混合输入信号x(t)；对混合输入信号x(t)进行上采样，产生采样率为第二采样率的上采样输出信号y(t)，第二采样率比混合输入信号x(t)的瞬时带宽大；计算上采样输出信号y(t)的第一振幅信号a(t)并将第一振幅信号a(t)输入至通信装置的振幅压缩单元以获得第一压缩增益信号g1(t)；将第一压缩增益信号g1(t)与增益修正因数g2(t)相乘，以产生增益信号g(t)；将增益信号g(t)与上采样输出信号y(t)相乘，产生振幅压缩信号z(t)；及使用通信装置的信号滤波单元，对振幅压缩信号z(t)进行滤波，以产生已滤波的减小波峰因数信号u(t)，其中减小波峰因数信号u(t)比混合输入信号x(t)具有更高的采样率及更低的峰值对平均值比率。

[0007] 优选地，所述减小波峰因数的方法还包括：当第一振幅信号a(t)大于0且小于振幅下限值时，使所述第一压缩增益信号g1(t)的值等于1；当第一振幅信号a(t)大于振幅下限值且小于振幅上限值时，给第一压缩增益信号g1(t)分配等于振幅下限值与第一振幅信号a(t)比值的值；及当第一振幅信号a(t)大于振幅上限值时，给第一压缩增益信号g1(t)分配小于振幅下限值与第一振幅信号a(t)比值的值。

[0008] 优选地，其中获得增益修正因数g2(t)的步骤包括：计算减小波峰因数信号u(t)的第二振幅信号b(t)；获得第二振幅信号b(t)中的多个样本信号点；获得第一振幅信号a(t)中的多个样本信号点；根据第二振幅信号b(t)和第一振幅信号a(t)获得的多个样本信号点获得短期功率比值；获得短期功率比值的平均功率比值；及根据平均功率比值的平方根值设定增益修正因数g2(t)。

[0009] 优选地，其中第二采样率为混合输入信号x(t)瞬时带宽的2到4倍。

[0010] 优选地，其中增益修正因数g2(t)用于补偿上采样输出信号y(t)在振幅压缩过程中产生的增益误差。

[0011] 优选地，其中使用滤波单元的步骤包括:使用减小波峰因数滤波单元来抑制振幅压缩信号z(t)的载波带宽以外的内部互调失真。

[0012] 本发明实施方式所提供的通信装置包括上采样单元、第一振幅计算单元、振幅压缩单元、第一乘法单元、第二乘法单元、滤波单元。其中，上采样单元用于以第一采样率Rs接收混合输入信号x(t)并对混合输入信号x(t)进行上采样，产生采样率为第二采样率的上采样输出信号y(t)，并且第二采样率比混合输入信号x(t)的瞬时带宽大；第一振幅计算单元用于计算上采样输出信号y(t)的第一振幅信号a(t)并将第一振幅信号a(t)输入通信装置的振幅压缩单元，以获得第一压缩增益信号g1(t)；第一乘法单元用于将第一压缩增益信号g1(t)与增益修正因数g2(t)相乘，以产生增益信号g(t)；第二乘法单元用于将增益信号g(t)与上采样输出信号y(t)相乘，产生振幅压缩信号z(t)；滤波单元用于对振幅压缩信号z(t)进行滤波，以产生已滤波的减小波峰因数信号u(t)，其中减小波峰因数信号u(t)与混合输入信号x(t)相比，具有更高的采样率及更低的峰值对平均值比率。

[0013] 优选地，当第一振幅信号a(t)大于0且小于振幅下限值时，振幅压缩单元用于使所述第一压缩增益信号g1(t)的值等于1；当第一振幅信号a(t)大于振幅下限值且小于振幅上限值时，振幅压缩单元用于给第一压缩增益信号g1(t)分配等于振幅下限值与第一振幅信号a(t)比值的值；及当第一振幅信号a(t)大于振幅上限值时，所述振幅压缩单元用于给第一压缩增益信号g1(t)分配小于振幅下限值与第一振幅信号a(t)比值的值。

[0014] 优选地，通信装置还包括第二振幅计算单元、增益修正单元。其中第二振幅计算单元用于计算减小波峰因数信号u(t)的第二振幅信号b(t)；增益修正单元用于处理增益修正进程，先获得第二振幅信号b(t)中的多个样本信号点，再获得振幅信号中的多个样本信号点，根据第二振幅信号b(t)和第一振幅信号a(t)获得的多个样本信号点获得短期功率比值，再获得短期功率比值的平均功率比值，最后根据平均功率比值的平方根值设定增益修正因数g2(t)。

[0015] 优选地，其中第二采样率为混合输入信号x(t)瞬时带宽的2到4倍。

[0016] 优选地，其中增益修正因数g2(t)用于补偿上采样输出信号y(t)在振幅压缩过程中产生的增益误差。

[0017] 优选地，其中滤波单元包括减小波峰因数滤波单元，可用于抑制振幅压缩信号z(t)的载波带宽以外的内部互调失真。附图说明

[0018] 图1为本发明通信装置一实施方式的架构图。

[0019] 图2为本发明通信装置另一实施方式模块架构图。

[0020] 图3为一信噪比(Signal to Noise Ratio,SNR)劣化率与采样率或瞬时带宽的对应关系图。

[0021] 图4为一原始信号与振幅压缩后信号的波形对比图。

[0022] 图5为一PAR＝6.65dB、以振幅压缩频谱与振幅修整频谱方法获得CFR输出的频谱对比图。

[0023] 图6为一压缩规则与增益规则的对应关系图。

[0024] 图7为第一压缩增益信号g1(t)与输入振幅的对应关系图。

[0025] 图8为一复合多载波滤波单元实施方式的架构图。

[0026] 图9为一振幅压缩信号z(t)的频谱图。

[0027] 图10为一多载波子带宽CFR滤波单元实施方式的架构图。

[0028] 图11为一修正增益并产生增益修正因数g2(t)的原理架构图。

[0029] 图12为一CFR处理模块分别应用振幅压缩CFR方法、振幅修整CFR方法输出信号互补累积分布函数(Complementary Cumulative Distribution Function，CCDF)的对比图。

[0030] 图13为一输出信号PAR与SNR的对应关系图。

[0031] 图14为一输出信号PAR与SNR的对应关系图。

[0032] 图15为一CFR处理模块在6.5％误差矢量振幅及SNR为23.74dB的条件下应用振幅压缩及振幅修整方法的输出信号CCDF效果图。

[0033] 主要元件符号说明

[0034] 多载波混合单元 11

[0035] CFR处理单元 12

[0036] 数字预失真单元 13

[0037] 模拟信号传输单元 14

[0038] 功率放大器 15

[0039] 天线 16

[0040] 模拟信号反馈单元 17

[0041] 上采样模块 100

[0042] 上采样单元 100a，100b，630A，6501，[0043] 6502，…，650m

[0044] 第一振幅计算单元 200

[0045] 振幅压缩单元 300

[0046] 第一乘法单元 400

[0047] 第二乘法单元 500

[0048] 乘法单元 500a，500b

[0049] CFR滤波单元 600，600a，600b

[0050] 下采样单元 610A，6201，6202，…，[0051] 620m，

[0052] 移频单元 6611，6612，…，661n[0053] 第一移频单元 6101，6102，…，610m[0054] 第二移频单元 6601，6602，…，660m，[0055] 多载波滤波单元 620A

[0056] 载波滤波单元 6301，6302，…，630m[0057] APT处理单元 6401，6402，…，640m[0058] 滤波系数组合单元 660A

[0059] 子宽带组合单元 680B

[0060] 第二振幅计算单元 700

[0061] 增益修正单元 800

[0062] ID单元 810，811

[0063] 除法器 820

[0064] 滤波单元 830

[0065] 平方根计算单元 840

[0066] 如下具体实施方式将结合上述附图进一步说明本发明。

具体实施方式

[0067] 一种通信装置包括多载波功率放大器 (Multi Carrier Power Amplifier,MCPA)传输系统，本发明的减小波峰因数(Crest Factor Reduction，CFR)方法是在CFR处理单元中压缩信号的峰值振幅的方法。本发明的实施方式中给出了在带有MCPA传输系统的通信装置中，采用压缩信号峰值振幅的方法减小峰值因数的例子。在实施方式中所公开的带有MCPA传输系统的通信装置可以为独立的装置或整合为各种的网络网关装置或网络终端设备。各种的网络网关装置包括无线网络中的基站、路由器、交换机、热点或集线器。网络终端设备包括机顶盒、移动电话、个人平板计算机、桌上计算机、媒体播放器、数码相机、个人数字助手、导航装置或移动网络装置等。

[0068] 图1为本发明通信装置一实施方式的架构图。如图1所示，多载波混合单元11经由依次连接的CFR处理单元12、数字预失真单元13、模拟信号传输单元14、功率放大器15与天线16相连，其中，功率放大器15通过模拟信号反馈单元17的支路与数字预失真单元13相连。

[0069] 多载波混合单元11把多个独立载波混合在常见的频谱当中，且每个独立载波在频率fi的增益为γi，以产生能用以下表达式表示的复合信号：

[0070]

[0071] 其中Nc多载波中独立载波的总数，γi和fi分别为每个独立载波中的增益和频率，下标i为可变的整数。

[0072] 图1展示了一种带CFR处理单元12的无线通信系统。带宽外的IMD将在CFR处理单元12中被滤除。

[0073] 数字预失真单元13用于根据模拟信号反馈单元17的反馈信息预失真CFR处理单元12的输出信号，对可能由功率放大器15引起的失真进行补偿。通过模拟信号传输单元14，数字预失真单元13，再把已预失真的信号传输给功率放大器15。

[0074] 如图2所示，CFR处理单元12的架构由另一个实施方式展示出来。上采样模块100以第一采样率Rs接收混合输入信号x(t)，再将此输入信号进行上采样，产生采样率为第二采样率M·Rs,的上采样输出信号y(t)。第二采样率比混合输入信号x(t)的瞬时带宽大，其中上述的M为2到4范围内的一个整数。上采样模块100包括上采样单元100a和100b，以便分别以第二采样率M·Rs对混合输入信号x(t)的实部I与虚部Q进行上采样，从而对应地上采样输出信号y(t)的实部I与虚部Q。第一振幅计算单元200计算混合输入信号x(t)的第一振幅信号a(t)，并将第一振幅信号a(t)输入到为处理器或者查找表(Look-Up Table，LUT)的振幅压缩单元300中，以产生第一压缩增益信号g1(t)。把CFR滤波单元600输出的减小波峰因数信号u(t)输入第二振幅计算单元700中，产生第二振幅信号b(t)。根据第二振幅信号b(t)，增益修正单元800产生增益修正因数g2(t)。在CFR处理单元12中，所述增益修正因数g2(t)用于提供平滑而持续功率的增益修正因数。第一乘法单元400将第一压缩增益信号g1(t)与增益修正因数g2(t)相乘以产生增益信号g(t)，此信号用于补偿由振幅压缩单元300导致的增益误差。针对这种增益误差，可以用较窄带宽的程控方式对增益修正因数g2(t)进行缓慢调整。然后，第二乘法单元500把增益信号g(t)分别与上采样输出信号y(t)中的实部I和虚部Q相乘，并且产生将要送到CFR滤波单元600去除IMD或频谱毛刺的振幅压缩信号z(t)。最后，CFR滤波单元600输出与混合输入信号x(t)相似但PAR更低、采样率更高的减小波峰因数信号u(t)。

[0075] 上采样模块100以上采样因数为M、采样率为第一采样率Rs的方式对混合输入信号x(t)进行上采样，产生采样率为第二采样率M·Rs的上采样输出信号y(t)。此模块有两个主要的用途：

[0076] (1)防止后端振幅压缩的信号对基本信号的干扰，从而避免增加误差矢量振幅(Error Vector Magnitude，EVM)；

[0077] (2)防止信号过冲(overshooting)，正如吉布斯现象(Gibb’s phenomenon)一样，在信号传输过程中会增加PAR。我们采用较高的上采样因数M就会得到较低的EVM。使PAR较低，以取得需求的最小EVM。

[0078] 混合输入信号x(t)将带有比奈奎斯特(Nyquist)采样率略高的第一采样率Rs。以采样因数为M进行上采样，将产生采样率为第二采样率M·Rs的上采样输出信号y(t)。理想的是，第二采样率M·Rs为混合输入信号x(t)瞬时带宽的2至3倍，以便减少IMD对带宽内信号的影响。图3展示了信噪比SNR劣化率与压缩带宽或瞬时带宽之间的对应关系，图中曲线321描述了分立载波的SNR劣化率与采样率或瞬时带宽的对应关系，曲线322描述了连续载波的SNR劣化率与采样率或瞬时带宽的对应关系。从图中可知，越高的带宽将得到越低的SNR劣化率，然而增加了带宽也增加了器件的复杂程度，特别是增加了CFR滤波单元600的复杂程度。

[0079] 第一振幅计算单元200根据以下表达式计算混合输入信号x(t)的第一振幅信号a(t):

[0080]

[0081] 上述表达式中，变量Ix和Qx分别为混合输入信号x(t)的实部、虚部。

[0082] 振幅压缩单元300的处理过程：

[0083] 振幅压缩单元300以压缩振幅的方式，使得带内失真及后续的滤波处理过程带来的影响最小化。

[0084] 根据第一振幅信号a(t)，振幅压缩单元300采用振幅压缩的方法计算出第一压缩增益信号g1(t)。表1展示了这种方法，其中字母“a”代表第一振幅信号a(t)，字母“c”代表所需的振幅信号：

[0085]

[0086] 表1

[0087] 表1中的区域Z1中，信号振幅和相位皆无变化，因而没有产生失真。误差矢量振幅和PAR皆无变化。如图6所示的区域Z1，表示第一压缩增益信号g1(t)与ABS(y(t))相互关系的分段361将产生表示ABS(y(t))与ABS(z(t))相互关系的分段351。其中，ABS()为取绝对值的函数，ABS(y(t))表示对上采样输出信号y(t)取绝对值，ABS(z(t))表示对输入信号z(t)取绝对值。

[0088] 表1中的区域Z2中，T1为振幅下限值，T2为振幅上限值，同时一些较小的信号失真也将会在区域Z2中产生。如果T1和T2在数轴上的间距很小，EVM和PAR将变化很小。如图6所示的区域Z2，表示第一压缩增益信号g1(t)与ABS(y(t))相互关系的分段362将产生表示ABS(y(t))与ABS(z(t))相互关系的分段352。

[0089] 表1中的区域Z3中，对信号进行更深的压缩，也即是输入信号的振幅越大，被压缩的程度就越深。如图6所示的区域Z3，表示第一压缩增益信号g1(t)与ABS(y(t))相互关系的分段363将产生表示ABS(y(t))与ABS(z(t))相互关系的分段353。采用更大的采样因数进行压缩，从而使得PAR被保持在低水平，然而更显着的信号失真将产生。随着信号振幅的不断增大，输出信号被压缩的程度将更深。同时大部份信号失真的频谱能量密度将被移到所需的频谱带宽之外，进而被滤除，从而保持较低的EVM。

[0090] 附图4和附图5呈现了这种有益效果。如图4所示，曲线341代表上采样输出信号y(t)的一种表现形式，曲线342代表第二乘法单元500输出信号的一种表现形式，曲线343代表CFR滤波单元600输出信号的一种表现形式。如图5所示，曲线331代表理想的信号表现形式，曲线332代表振幅修整(clipping)产生的IMD，曲线333代表振幅压缩产生的IMD。采用振幅压缩方法产生了可以被滤除的带宽较宽的IMD。

[0091] 压缩增益g1(a)为第一振幅信号a(t)的函数，在给定EVM的条件下，压缩增益g1(a)被进行非线性变换以最小化PAR。通过所述函数，可以在区域Z1、Z2、Z3中分别得到对应的最佳非线性增益函数，从而为得到所需的EVM及最低的PAR建立函数模型。

[0092] 压缩增益g1(a)可以用以下多项表达式表示：

[0093]

[0094] 上述多项表达式中，变量p(a)为从1至m的多项式累加函数，变量q(a)为从1至n的多项式累加函数，m,n,pi,及qi皆为多项式系数。

[0095] 另外，函数g1(t)＝f(a(t))可实现查找表(LUT)的功能，增益函数也被存储在LUT中供增益压缩分配使用。

[0096] 依照函数g1(t)＝f(a(t))，LUT可包括多个由振幅及增益点组成的组合，并以表2中总结的方法进行操作：

[0097]

[0098]

[0099] 表2

[0100] 以选项1举例，处理振幅增益压缩的方法如以下步骤进行：

[0101] 步骤1：以L1的振幅门坎值Ti开始，其中“i”为1至L1范围内的整数，Ti以信号均方根值为底数的对数dB形式表示，且符合：

[0102] T1

[0103] 上述式中，相邻的振幅门坎值在数轴上的间距不一定相等，T1和TL1分别为a(t)的最小dB值及最大dB值。图7为L1＝10的增益函数举例，其中“T”代表函数中振幅增益组合(Ti,gi)，{(Ti,gi)}则代表振幅增益组合的一个集合。在以下的举例中，将用括号“{}”代表一个集合。

[0104] 步骤2：在图7中选取与Ti对应并以dB形式表示的gi。

[0105] 步骤3：对L1个{(Ti,gi)}组合进行线性插值、对数插值或者其它非线性插值以形成更大的振幅加载宏合{(aai,ggi)}，其中i代表1到L2(L2为插值的总数)范围内的整数，相邻的aai为等距离且间距很小的信号振幅复数，ggi为增益值。

[0106] 步骤4：通过以下表达式，变换aai和ggi的线性度：

[0107]

[0108]

[0109] 步骤5：在LUT中，新增L3个样本，以插值的方式形成集合{(aaai,gggi)}，其中i代表1到L3的整数，aaai覆盖信号振幅的范围，且相邻aaai间的距离很小，gggi为插值过程中的增益值。L3最大限度地减小了量化噪声。aaai的相互关系通过以下表达式表述：0＝aaa1>aaa2>aaa3…>…>,aaaL2＝Max(amplitude),(aaai+1-aaai)＝Δaaa＝Max(amplitude)/(L3-1)。

[0110] 步骤6：存储组合{(aaai,gggi)}于LUT中，其中aaai被用作定位LUT中的位置，gggi为查找表输出的增益值。

[0111] 步骤7：处理单元在查找表中查找最接近第一振幅信号a(t)值且比其小的值。

[0112] 步骤8：根据查找表，振幅压缩单元300通过线性插值的方法计算出第一压缩增益信号g1(t)的值，正如以下表达式所述：

[0113]

[0114] 其中，Δa＝(ai+1-ai) (7)

[0115] 步骤9：输出第一压缩增益信号g1(t)供其它处理单元使用。

[0116] 表2中展示了3个不同增益压缩的选项。选项1没有进行上述步骤4中表达式(4)和(5)的转换过程，选项2没有进行上述步骤4中表达式(4)的转换过程，选项3没有进行上述步骤4中表达式(5)的转换过程。

[0117] 为了获得振幅压缩最好的效果，需要以经验来决定取值的大小。其中一种方法就是，在保证给定EVM的CCDF＝10-6的条件下，调整Ti及gi直到得到最小的PAR。

[0118] 第一乘法单元400：

[0119] 根据以下表达式(8)，第一乘法单元400把第一压缩增益信号g1(t)及增益修正因数g2(t)相乘，以产生增益信号g(t)进行信号振幅压缩：

[0120] g(t)＝g1(t)·g2(t) (8)

[0121] 其中，第一压缩增益信号g1(t)为查找表LUT中的增益值，增益修正因数g2(t)为补偿信号经峰值振幅压缩后能量损失的增益修正因数(g2(t)>1)。

[0122] 第二乘法单元500：

[0123] 第二乘法单元500把上采样输出信号y(t)及增益信号g(t)相乘，以获得振幅压缩信号z(t)，并将其进行信号振幅压缩：

[0124] zI(t)＝g(t)yI(t) (9)

[0125] zQ(t)＝g(t)yQ(t) (10)

[0126] 其中，上述表达式(9)和(10)中，zI(t)、zQ(t)、yQ(t)及yI(t)中的下标I、Q分别代表振幅压缩信号z(t)或上采样输出信号y(t)的实部和虚部。信号压缩根据相同的增益信号g(t)，减小信号中的实部和虚部，从而保持信号的相位不变。同时，只对查找表中定义的高振幅信号进行压缩。这样，不仅消除了在限制峰值进程中的相位失真，也不会使EVM因此而降低。

[0127] CFR滤波单元600：

[0128] CFR滤波单元600可以通过多种方法压缩载波外的IMD：

[0129] 第一种方法：复合多载波滤波。

[0130] 首先，对振幅压缩信号z(t)进行下采样以得到较低采样率的信号，再对所述已下采样的信号进行多载波有限脉冲响应(Finite Impulse Response，FIR)滤波，然后对其进行上采样以产生所需采样率的减小波峰因数信号u(t)。正如图8的滤波单元所示，下采样单元610A连接到第二乘法单元500用于对振幅压缩信号z(t)进行下采样，多载波滤波单元620A对已下采样的信号进行FIR滤波，上采样单元630A再对多载波滤波单元620A的输出信号进行上采样以产生所需采样率的减小波峰因数信号u(t)。滤波系数组合单元660A把从独立滤波单元获得的若干个滤波系数(第一滤波系数6621，第二滤波系数6622，…，第n滤波系数662n)加在一起以获取复合多载波滤波系数，上述独立滤波单元包括分别提供移频系数f1，f2，…，fn的移频单元6611，6612，…，661n(n为正整数)。

[0131] 第一种方法的缺点就是，若信号大比率减弱，因在占用带宽上的采样率比例较低，会导致多载波滤波单元620A产生强过冲信号，从而导致高PAR。然而，若下采样率K很小时，对于所需滤波系数的个数而言，多载波滤波单元的复杂度较高。以下第二种方法将弥补这样缺点。

[0132] 第二种方法：多载波子带宽CFR滤波。

[0133] 振幅压缩信号z(t)为多个载波的混合体，如表3所示，这些载波有不同的中心频率、带宽及过渡带宽，表3为上采样输出信号y(t)中的多个载波信号：

[0134]信号# 中心频率带宽过渡带宽
1 f1 B1 f1
2 f2 B2 f2
3 f3 B3 f3
..
Nc fNc BNc fNc

[0135] 表3

[0136] 振幅压缩信号z(t)的频谱范围如图9所示，其中S1，S2，S3，和Sn分别代表一个载波(n为整数)。图10为多载波子带宽CFR滤波单元实施方式的架构图。

[0137] 如图10所示，CFR滤波单元600通过数字控制振荡器(Numerically Controlled Oscillator，NCO)把每一个载波Si信号转换为基带信号。每一子带宽的载波信号经由第一移频单元移频、下采样单元采样、APT(amplitude/phase/time，APT)处理单元接收、上采样单元采样、第二移频单元移频后输出信号。其中，第一移频单元包括6101，6102，…，610m中的一个(m为正整数)，下采样单元的采样率范围为从因数Ki到略比奈奎斯特带宽大的比率下采样单元包括下采样单元6201，6202，…，620m中的一个(m为正整数)。

[0138] 用Ni个分接头(Ni tap)的FIR滤波单元对载波进行滤波，Ni通过以下表达式近似运算得到：

[0139]

[0140] 其中，第一采样率Rs为混合输入信号x(t)的采样率，M为上采样模块100的插值因数，Ki为下采样单元6201，6202，…，620m中的采样因数,其中i为索引，Δfi为第i个载波所需的过渡带宽，R为以dB形式表示的滤波器抑制旁瓣(sidelobe)。FIR滤波单元包括载波滤波单元6301，6302，…，630m中的一个(m为正整数)。

[0141] 完成多载波滤波的信号，将被APT处理单元进行振幅、相位及时间的校正。其中，APT处理单元包括APT处理单元6401，6402，…，640m中的一个(m为正整数)，所述APT处理单元6401，6402，…，640m皆包括用于振幅调整的多个乘法单元、相位修正单元及用于时间延迟的时间延迟调整单元。这些时间延迟调整单元与连接其后的上采样单元中的延迟缓冲单元完成更高分辨率信号的输出。上述的上采样单元包括上采样单元6501，6502，…，650m中的一个(m为正整数)。所述APT处理单元6401，6402，…，640m输出的信号分别经由上采样单元6501，6502，…，650m进行采样率为M·Rs的上采样，然后再分别经由第二移频单元6601，6602，…，660m(m为正整数)进行移频，得到所需的频率fi。在CFR滤波单元600前端和后端的数字控制振荡器NCO皆由同步信号控制，避免不必要的时间及相位偏移。当完成所需频率的转换后，子带宽组合单元680B把第二移频单元6601，6602，…，660m输出的载波组合起来，最后获得已衰减带宽外内部互调失真能量的减小波峰因数信号u(t)。

[0142] 根据表达式(12)，绝对值处理单元700计算输出信号u(t)的第二振幅信号b(t)：

[0143]

[0144] 其中，Iu(t)和Qu(t)分别为信号u(t)的实部和虚部。

[0145] 增益修正单元800产生增益修正补偿信号维持恒定的功率增益。经过第二乘法单元500的峰值振幅压缩，上采样输出信号y(t)功率减小。增益修正单元800产生增益修正因数g2(t)，用于调整输出信号u(t)的平均功率，这个调整过程实质上与上采样输出信号y(t)的调整过程相同。调整过程如图11所示。

[0146] 首先，积分存储(Integration and Dump，ID)单元810计算振幅ai的平方ai2并计算2
N个样本信号振幅的平方和 ai (N为正整数)；ID单元811计算第二振幅信号b(t)振
2 2
幅bi的平方bi并计算N个样本信号振幅的平方和 bi(N为正整数)。然后，ID单元810和811分别输出Py和Pu给除法器820进行的除法运算，计算得出短期功率比值G。再把短期功率比值G送到滤波单元830中产生平均功率比值Gm，其中滤波单元830为ID滤波器、FIR滤波器或无限脉冲响应(Infinite Impulse Response，IIR)滤波器中的其中一种。最后，经平方根计算单元840运算，得出平均功率比值Gm的平方根值，以设定增益修正因数g2(t)。

[0147] 第一压缩增益信号g1(t)与增益修正因数g2(t)相乘，用于产生增益信号g(t)，再进行信号振幅压缩。

[0148] 如图12所示，CFR处理单元12分别应用振幅压缩CFR方法、振幅修整CFR方法输出CCDF的对比图。其中，PAR4和PAR6分别代表CCDF＝10-4和CCDF＝10-6时的PAR，曲线371代表CFR处理单元12采用振幅修整CFR方法获得的输出信号CCDF与输入信号PAR的对应关系，曲线372代表CFR处理单元12采用振幅压缩CFR方法获得的输出信号CCDF与输入信号PAR的对-6应关系。由图7可以看到，当CCDF＝10 时，曲线371和372的PAR皆为6.65dB，但当CCDF在区间
10-6至10-4变化时，曲线371对应的PAR差值比曲线372对应的PAR差值更大。

[0149] 如图15所示，由峰值振幅压缩产生的信号失真成份，已处于所需信号带宽之外且将被滤除。通过给定条件下的试验观测可知，分别从振幅压缩和振幅修整两种方法获得的带内失真能量密度分别为23.66dB和19.67dB。以振幅压缩方法获得的带内失真能量密度比以振幅修整方法获得的带内失真能量密度低4dB。表4呈现了当CCDF＝10-6、PAR＝6.65dB时，振幅压缩方法与振幅修整方法的效果对比：

[0150] 振幅压缩方法振幅修整方法差值
PAR4 6.46 6.08 0.38 dB
PAR6 6.65 6.65 0 dB
SNR 23.67 19.67 4 dB

[0151] 表4

[0152] 在相同PAR6的条件下，振幅压缩方法的SNR比振幅修整方法的SNR更高。

[0153] 如图13所示，曲线382代表采用振幅压缩方法获得的输出信号PAR与SNR的对应关系，曲线381代表采用振幅修整方法获得的输出信号PAR与SNR的对应关系，在相同6.5％EVM、CCDF＝10-4的条件下，振幅压缩方法的PAR比振幅修整方法的PAR低0.32dB。

[0154] 如图14所示，曲线392代表采用振幅压缩方法获得的输出信号PAR与SNR的对应关系，曲线391代表采用振幅修整方法获得的输出信号PAR与SNR的对应关系，在相同6.5％的-6EVM、CCDF＝10 的条件下，振幅压缩方法的PAR比振幅修整方法的PAR低0.75dB。

[0155] 可以理解的是，对于本领域的普通技术人员来说，可以根据本发明的技术构思做出其它各种相应的改变与变形，而所有这些改变与变形都应属于本发明权利要求的保护范围。

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