技术领域
[0001] 本
申请涉及一种对抗干扰电路，特别是涉及一种对电源引入的噪声或杂散进行抑制的抗干扰电路。
背景技术
[0002] 近20多年来，随着CMOS集成电路工艺技术的不断发展，使得无线通信芯片集成度不断提升，将各种功能的模拟、射频、数字模
块集成在一块芯片上实现了SOC（system on chip，系统级芯片）系统。在SOC系统中一个很大的挑战就是各个模块之间的干扰，尤其是对于一些低噪声要求的电路，比如LNA（低噪声
放大器），往往在单独测试它本身性能时没有问题，一旦整个系统工作起来，其他干扰源会通过电源和地等途径将噪声传递给LNA，恶化LNA的性能，进而严重影响整个系统的灵敏度等性能。
[0003] 因此，在无线通信系统接收机中，比较流行的做法是采用全差分电路。如图1所示，这是一种差分LNA架构的接收机。天线
信号经过平衡-
不平衡转换器（balanced to unbalanced，
巴伦）BALUN将单端信号转换为
差分信号，再进入
低噪声放大器LNA，后续进入下变频电路MXR、跨阻抗放大器TIA、
低通滤波器LPF等模块。使用全差分的LNA能够很好的避免电源噪声等共模干扰的影响。但图1所示的全差分架构的主要问题是平衡-不平衡转换器的插入损耗所贡献的整个接收机噪声系数（NF）的恶化，这在一些高灵敏度接收机中是无法接受的。此外，差分LNA的功耗是单端（single-ended）LNA的2倍，这也是不符合SOC低功耗设计理念的。
[0004] 由此，单端LNA接收
机架构受到越来越大的关注，如图2所示，这是一种单端LNA架构的接收机。天线信号直接给单端LNA，单端LNA在负载端经过平衡-不平衡转换器BALUN将单端信号转换成差分给后级电路。对于单端LNA，我们必须解决好其抗干扰能
力的问题，也就是电源抑制比（PSRR）。需要说明的是，图2中在单端LNA的输出端用来将单端信号转换为差分信号的平衡-不平衡转换器BALUN并不是必需的，信号转换也可以通过下变频电路MXR来实现，从而大大简化电路设计并有效减小芯片面积。
发明内容
[0005] 本申请所要解决的技术问题是如何提升电路在无线通信系统中抗干扰能力。
[0006] 为解决上述技术问题，本申请提供了一种带有陷波滤波器的抗干扰电路，包括需保护的电路单元与陷波滤波器。所述陷波滤波器是从需保护的电路单元的电源连出一条电容和电感的
串联支路接到与需保护的电路单元的地相独立的另一个地，所述电容和电感组成的LC串联谐振网络的谐振
频率为需保护的电路单元的工作频率，对地呈现出一个低阻通路，用于将电源噪声引入地，避免电源噪声传输到需保护的电路单元。
[0007] 本申请在不改变原有需保护的电路单元核心电路的
基础上，在需保护的电路单元的电源端加入电容元件，该电容元件和电感元件形成LC串联谐振网络，谐振频率设计在需保护的电路单元的工作频段，等效于在需保护的电路单元工作时对电源上该频率的噪声或者杂散形成一个陷波滤波器，该方案大大提升了需保护的电路单元对工作频率电源噪声的抗干扰能力。
[0008] 进一步地，所述LC串联谐振网络的中心频率fr根据下面的公式决定，其中Cn和Ln分别为所述电容的电容值和所述电感的电感值。这是一种谐振频率的计算方式。
[0009] 。
[0010] 进一步地，所述陷波滤波器中的电容采用可编程电容阵列或者模拟可变电容；通过调整所述陷波滤波器中的电容的电容值来调整所述LC串联谐振网络的中心频率，使该中心频率
跟踪需保护的电路单元的工作频率。这样可以根据需保护的电路单元的具体工作频段调节陷波滤波器中电容的等效电容值，继而调节LC串联谐振网络的谐振频率，达到在不同频段对噪声和干扰的抑制。
[0011] 进一步地，所述可编程电容阵列或者模拟可变电容由多条支路并联组成，每条支路包括串联的晶体管
开关和电容，通过调整可编程电容的控制字或者可变电容的
控制信号来调整整体的电容值。这是一种可调电容的具体实现方式。
[0012] 进一步地，所述陷波滤波器是从需保护的电路单元的电源连出多条电容和电感的串联支路接到与需保护的电路单元的地相独立的另一个地，整体称为多点陷波滤波器；每条支路上的电容和电感组成一个LC串联谐振网络，其谐振频率分别对应不同的干扰频率，用来实现对多个频点的噪声抑制。这是采用多个LC串联谐振网络构成的陷波电路并联，实现宽带和超宽带内的噪声和干扰抑制。
[0013] 进一步地，其特征是，所述陷波滤波器中的电感采用
半导体集成电路中键合线寄生电感来实现。键合线寄生电感的Q值比片上电感高，能够实现更好的电源抑制比，且几乎不需要额外的成本，几乎没有增加芯片面积。
[0014] 进一步地，所述陷波滤波器中的电感采用半导体集成电路中的高Q值的键合线寄生电感来实现。这是一种优选的实现方式。
[0015] 进一步地，所述陷波滤波器中的电感采用片上电感来实现。这是一种可选的实现方式，对一些没有键合线电感可以利用的场合，可以使用片上集成电感实现陷波滤波器，几乎没有增加芯片面积。
[0016] 进一步地，所述陷波滤波器中的电感采用片上可调有源电感来实现。这是一种可选的实现方式，对一些没有键合线电感可以利用的场合，可以使用片上可调有源电感实现陷波滤波器，几乎没有增加芯片面积。
[0017] 进一步地，所述片上可调有源电感是在电源和地之间具有两条支路；支路一由
电流源一、晶体管四和晶体管三依次串联组成；支路二由晶体管五和电流源二依次串联组成；晶体管三的栅极连接到支路二上的晶体管五的源极；晶体管四的栅极具有偏置
电压；晶体管五的栅极通过可调
电阻连接到支路一上的晶体管四的漏极，通过调节可调电阻实现调节整体电感值。这是一种可调有源电感的具体实现方式。
[0018] 进一步地，所述需保护的电路单元为单端LNA，包括在
电源电压和地一之间依次由平衡-不平衡转换器、晶体管二、晶体管一和源端电感构成一条串联支路；输入单端信号通过串联的输入电容和栅端电感连接到晶体管一的栅极；晶体管一的栅极和源极之间具有电容；晶体管二的栅极具有偏置电压；晶体管二的漏极由平衡-不平衡转换器作为负载；平衡-不平衡转换器的初级线圈连接在电源电压和晶体管二的漏极之间；平衡-不平衡转换器的次级线圈之间并联有电容和电阻；平衡-不平衡转换器的次级线圈输出一对差分信号。这是本申请的
实施例一和实施例二，表明可对单端LNA提供抗干扰保护。
[0019] 进一步地，所述需保护的电路单元为电流复用型LNA，包括在电源电压和地一之间依次由源端电感二、晶体管四、晶体管三、晶体管二、晶体管一和源端电感一构成一条串联支路；输入单端信号通过栅端电感后分为两路，一路通过输入电容一连接到晶体管一的栅极，另一路通过输入电容二连接到晶体管四的栅极；晶体管二的栅极具有偏置电压；晶体管三的栅极具有偏置电压；晶体管二的漏极和晶体管三的漏极相连，
输出信号。这是本申请的实施例三，表明可对电流复用型LNA提供抗干扰保护。
[0020] 进一步地，所述需保护的电路单元为
本振驱动器，采用一个或多个级联的放大器，每个放大器均连接电源电压和接地一。这是本申请的实施例四，表明可对本振驱动器提供抗干扰保护。
[0021] 本申请取得的技术效果是通过在需保护的电路单元的电源端加入单点或多点陷波滤波器，大大提升了需保护的电路单元对工作频率电源噪声的抗干扰能力，必要时可以利用多点陷波滤波器提供多频段和宽频段抗干扰能力。所提出的实现方式可以借助封装的键合线电感或者是有源电感，避免过大的芯片面积消耗，从而有效提升芯片性价比。本申请适用于需要较强抗干扰能力的电路单元。
附图说明
[0022] 图1是差分LNA架构的接收机的示意图。
[0023] 图2是单端LNA架构的接收机的示意图。
[0024] 图3是本申请提供的带有陷波滤波器的抗干扰电路的实施例一的示意图。
[0025] 图4这是差分LNA、单端LNA、带有陷波滤波器的单端LNA（本申请的实施例一）的电源噪声比较示意图。
[0026] 图5是可编程电容阵列或者模拟可变电容的结构示意图。
[0027] 图6是本申请的实施例一中陷波滤波器中的电容采用可编程电容阵列或者模拟可变电容后的电源噪声仿真结果示意图。
[0028] 图7是本申请提供的带有陷波滤波器的抗干扰电路的实施例二的示意图。
[0029] 图8是本申请的实施例一、实施例二的电源噪声比较示意图。
[0030] 图9是本申请的实施例一的封装结构示意图。
[0031] 图10是本申请提供的带有陷波滤波器的抗干扰电路的实施例三的封装结构示意图。
[0032] 图11是本申请提供的带有陷波滤波器的抗干扰电路的实施例四的封装结构示意图。
[0033] 图12是可调有源电感的结构示意图。
[0034] 图中附图标记说明：BALUN为平衡-不平衡转换器；LNA为低噪声放大器；MXR为下变频电路；TIA为跨阻抗放大器；LPF为低通滤波器；VDD为电源电压；LNA_GND为地；A为单端
输入信号；B为单端输出信号；Op、On为一对差分信号；VB为偏置电压。
具体实施方式
[0035] 请参阅图3，这是本申请提供的带有陷波滤波器的抗干扰电路的实施例一，主要包括单端LNA和陷波滤波器两部分。单端LNA作为需保护的电路单元。
[0036] 所述单端LNA采用共源共栅放大电路，包括在电源电压VDD和地一LNA_GND之间依次由平衡-不平衡转换器BALUN、晶体管M2、晶体管M1和电感Ls构成一条串联支路。输入单端信号RFIN通过串联的电容Cin和电感Lg连接到晶体管M1的栅极。晶体管M1的栅极和源极之间具有电容Cgs。晶体管M2的栅极具有偏置电压VB。晶体管M2的漏极输出单端信号B。平衡-不平衡转换器BALUN作为晶体管M2的漏极负载。平衡-不平衡转换器BALUN的初级线圈连接在电源电压VDD和晶体管M2的漏极之间。平衡-不平衡转换器BALUN的次级线圈之间并联有电容Cd和电阻Rd。平衡-不平衡转换器BALUN的次级线圈输出一对差分信号Op和On。所述地一LNA_GND指低噪声放大器的地。
[0037] 所述陷波滤波器包括电源电压VDD连接出来的串联的电容Cn和电感Ln，该电感Ln另一端连接到地二FLT_GND。所述地二FLT_GND指陷波滤波器的地。
[0038] 现有的单端LNA中，电源VDD上的噪声会直接耦合到单端LNA的信号输出端。例如在图3中通过平衡-不平衡转换器BALUN的初级线圈耦合到次级线圈，进而传输到下一级。
[0039] 不同于传统的单端LNA设计，本申请的实施例一为单端LNA加入了由电容Cn和电感Ln组成的陷波滤波器。让电容Cn和电感Ln组成的串联谐振网络工作在LNA的工作频率，对地呈现出一个低阻通路，电源VDD的噪声将被地吸收，不会传输到LNA的下一级电路。该串联谐振网络的中心频率fr根据下面的经典公式决定，其中Ln为电感Ln的电感值，Cn为电容Cn的电容值。
[0040] 。
[0041] 请参阅图4，这是图1所示的差分LNA、图2所示的单端LNA、图3所示的带有陷波滤波器的单端LNA的电源噪声比较示意图。图中横坐标为频率，纵坐标为电源抑制比（PSRR）。差分LNA与生俱来对电源噪声不敏感，所以PSRR比单端LNA好了10dB左右，这也是SOC系统在较长时期大多采用差分LNA的原因之一。而在单端LNA架构中加入本申请所采用的陷波滤波器之后，在LNA的工作频率5.0GHz附近的PSRR比原来的单端LNA提升了20dB，并且比原本的差分LNA提升了10dB。但从图4中可以看出，当
频率偏移中心频率5.0GHz较多时，有、无陷波滤波器的单端LNA的PSRR几乎一致了。因此图3所示的实施例一主要适用于窄带无线通信系统。
[0042] 在多模多频带无线通信系统中，LNA需要
覆盖比较多的频段时，陷波滤波器中的电容Cn可以设计为可编程电容阵列或者模拟可变电容。图5给出了适用于多模多频带系统的陷波滤波器中的电容方案，采用可编程电容阵列或者模拟可变电容，由多条支路并联组成，每条支路包括串联的晶体管开关Mki和电容Cni，通过调整可编程电容的控制字或者可变电容的控制信号（如电压等），可以调整电容Cn的电容值，继而调整由电容Cn和电感Ln组成的串联谐振网络的谐振频率，使该谐振频率跟踪LNA的工作频率。
[0043] 请参阅图6，这是陷波滤波器中的电容Cn采用可编程电容阵列或模拟可变电容之后，实现多频段陷波滤波器的仿真结果示意图。图中横坐标为频率，纵坐标为电源抑制比。通过调整陷波滤波器中的电容Cn的电容值，可使电容Cn和电感Ln组成的串联谐振网络的中心频率发生变化。图6中示意性地表示出三个中心频率，从而使得带有陷波滤波器的LNA适用于多个频段工作，保证在多频带系统中每个频段内同样可以提供很好的噪声抑制性能。
[0044] 在现代通信系统中，通常会出现不同的发射或者接收时钟频率，从而使得引起LNA性能恶化的干扰源可能出现在不止一个频点。我们可以采用多点陷波滤波器的方案对多频点的噪声干扰取得很好的抑制。请参阅图7，这是本申请提供的带有陷波滤波器的抗干扰电路的实施例二，主要包括单端LNA和陷波滤波器两部分。单端LNA作为需保护的电路单元，与实施例一相同。实施例二中的陷波滤波器电路单元包括多个陷波滤波器，每个陷波滤波器是一条由电容Cni和电感Lni构成的串联支路连接在电源电压VDD上，整体称为多点陷波滤波器。每条支路上串联的电容Cni和电感Lni组成一个
谐振电路，每个谐振电路的中心频率fi分别对应不同的干扰频率，从而实现对多个频点及其附近频率的噪声抑制，实现宽带滤波效果。
[0045] 请参阅图8，这是采用单点陷波滤波器的单端LNA、采用多点陷波滤波器的单端LNA的电源噪声比较示意图。图中横坐标为频率，纵坐标为电源抑制比。可以发现，采用单点陷波滤波器的单端LNA仅在一个频点具有良好的噪声抑制性能，而采用多点陷波滤波器的单端LNA在多个频点都具有良好的噪声抑制性能。
[0046] 进一步地，利用半导体集成电路中键合线寄生电感来实现陷波滤波器中的电感Ln。假设LNA的工作频率为5GHz频段，一般键合线寄生电感在0.5nH至1.5nH左右，这样推算出来电容Cn只需要0.7pF至2pF左右，这在芯片内部是很容易实现的，几乎不增加芯片成本。更优选地，采用高Q值的键合线寄生电感比起采用片上电感可以实现较高的电源抑制比。
[0047] 请参阅图9，这是上述实施例一的封装结构示意图，同样适用于对上述实施例二进行封装。在常见的QFN（Quad Flat No-leads，方形扁平无引脚）封装中，噪声源通过键合线的耦合给LNA电路的电源带来了很大的
干扰信号。如果没有陷波滤波器，干扰信号将直接传递到LNA的电源上。但采用了陷波滤波器方案后，噪声和杂散干扰被旁路到地，不再传递到LNA的电源上。陷波滤波器中的电感可以通过对
基板的键合线实现，不需要增加额外的芯片面积。
[0048] 请参阅图10，这是本申请提供的带有陷波滤波器的抗干扰电路的实施例三的封装结构。所述实施例三主要包括电流复用型LNA和陷波滤波器两部分。电流复用型LNA作为需保护的电路单元。
[0049] 所述电流复用型LNA包括在电源电压VDD和地一LNA_GND之间依次由电感Ls2、晶体管M4、晶体管M3、晶体管M2、晶体管M1和电感Ls构成一条串联支路。输入单端信号RFIN通过电感Lg后分为两路，一路通过电容Cin1连接到晶体管M1的栅极，另一路通过电容Cin2连接到晶体管M4的栅极。晶体管M2的栅极具有偏置电压VBN。晶体管M3的栅极具有偏置电压VBP。晶体管M2的漏极和晶体管M3的漏极相连，输出信号OUT。所述地一LNA_GND指低噪声放大器的地。
[0050] 所述陷波滤波器采用实施例一中的单点陷波滤波器或者实施例二中的多点陷波滤波器。
[0051] 请参阅图11，这是本申请提供的带有陷波滤波器的抗干扰电路的实施例四的封装结构。所述实施例四主要包括本振驱动器和陷波滤波器两部分。本振驱动器作为需保护的电路单元。
[0052] 所述本振驱动器采用一个或多个级联的放大器，每个放大器均连接电源电压VDD和接地。
[0053] 所述陷波滤波器采用实施例一中的单点陷波滤波器或者实施例二中的多点陷波滤波器。
[0054] 上述实施例三、实施例四表明，本申请不仅可用于对单元LNA提供抗干扰保护，对于其他结构的LNA或者任何对电源噪声和通过电源耦合的杂散干扰敏感的电路也同样适用。
[0055] 对于一些高端的封装形式，比如
倒装芯片BGA（FC-BGA）或者嵌入式
晶圆球栅阵列（eWLB），不再有键合线可以利用。针对这种情况，可以使用片上电感甚至可调有源电感来替代键合线电感。可调有源电感相对于键合线电感，可以更加准确地控制陷波滤波器的中心频率，而且对芯片面积占用也相对很小。有源电感电路一般都是基于电容回环（gyrator-C）实现。
[0056] 请参阅图12，这是一种片上可调有源电感。在电源电压VDD和地GND之间具有两条支路。支路一由电流源I1、晶体管M4和晶体管M3依次串联组成。支路二由晶体管M5和电流源I2依次串联组成。晶体管M3的栅极连接到支路二上的晶体管M5的源极。晶体管M4的栅极具有偏置电压VB。晶体管M5的栅极通过可调电阻RF连接到支路一上的晶体管M4的漏极。Zin
位置表示从该点和地GND之间看进去的阻抗。所述电感器的两端是晶体管M5的漏极和地GND。通过调节可调电阻RF，可以实现电感参数的调节。
[0057] 与现有的单端LNA（或其他需保护的电路单元）相比，本申请主要取得了以下几个方面的有益效果。
[0058] 其一，在电源端接入了LC串联谐振网络，对电源噪声在单端LNA工作频段形成陷波滤波器，大大提高了单端LNA工作频段的电源抑制比。
[0059] 其二，陷波滤波器的片上电容可以采用可编程电容阵列或者模拟可变电容，从而可以根据LNA的具体工作频段调节其等效电容值，进而调节LC串联谐振网络的谐振频率，达到在不同频段对噪声和干扰的抑制。
[0060] 其三，如实施例二所示，采用多个LC陷波电路并联实现宽带和超宽带内的噪声和干扰抑制。
[0061] 其四，陷波滤波器的电感采用了键合线寄生电感来实现，键合线寄生电感Q值比片上电感高，能够实现更好的电源抑制比，且几乎不需要额外的成本。
[0062] 其五，对一些没有键合线电感可以利用的场合，可以使用片上集成电感或者可调有源电感实现陷波滤波器。
[0063] 以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何
修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。
