技术领域
[0001] 本
发明涉及电源电路，更具体涉及
开关电源电路。
背景技术
[0002] 包括RCC电路的
开关电源电路由于其成本低而广泛用作发光
二极管(LED)驱动电路和用于
电子设备的充电器。
[0003] 图1中示出了用于
LED灯的已知的RCC
驱动器电路。该电路由市电电源构成，例如实现为具有
前沿调光器12的230V市电
电压系统10。普通二极管桥式
整流器14之后是RC
锁存器16，以衰减高频振荡/振铃。EMI
滤波器级18向RCC转换器20提供其DC工作电源。
[0004] 自谐振RCC转换器通常在降压-升压(buck-boost)模式中工作，其利用两个耦合线圈L1、L2来产生控制要馈送到LED源22的
电流的反馈
信号。电感器L1用作
能量存储器并且当主开关晶体管21截止时将电流输送到LED源22。耦合电感器L2影响晶体管基极的偏置以提供期望的自谐振。在更详细的原理中，当晶体管21截止时，功率将经由
电阻器20a、20b流动以对电容器20c充电。当电容器20c被充电到一定电平时，晶体管21导通，并且电流将流过电感器L1、晶体管21和感测
电阻器20d。由于与电感器L1耦合，电感器L2上的感应电压使得电容器20c放电，并且继而晶体管21将再次关断。
[0005] 然而，RCC电路未广泛用于需要高性能的应用中。同时产生高功率因数、低总谐波失真(THD)和良好线路调节的RCC电路设计是复杂和难以设计的。
[0006] 已知实现高功率因数和低THD性能的RCC电路，但是这种电路具有差的线路调节(因为变化的输入电压显着影响驱动器电路的输出)。它们还可以呈现用于LED灯驱动应用的降低的线性度和不足的调光深度。因此，用于LED的驱动器电路通常依赖于脉冲宽度调制(PWM)并采用集成电路(IC)控
制芯片。
[0007] 在先
专利US5995385公开了一种RCC电路。其中，存在从辅助(AUX)绕组到电源开关的控制电容器的两个路径。然而，一条路径是纯初级侧控制路径，而另一条路径是由次级绕组控制的反馈回路。另一路径作为整体是次级侧馈送环路，而不是初级侧控制路径。
[0008] US20100142230A1公开了具有初级侧绕组L2、次级侧绕组L3和辅助绕组L4的开关电源。US20100142230A1使用感测电阻器R52来感测初级侧功率并关断开关Q3；之后，其使用辅助绕组L4来检测
变压器的去磁并再次接通开关Q3。
[0009] US6246596B1公开了一种类似的解决方案，其中它使用感测电阻器来关断开关。第三级绕组23用于感测次级侧功率并且在开关断开之后再次接通开关。提供由次级侧控制的一个反馈路径以再次接通开关。
发明内容
[0010] 因此，需要一种低成本的RCC电路，其避免使用IC控制芯片并解决降低的线性度的问题，即提供更好的线路调节。还优选提供一种用于驱动展现改进的调光性能的LED装置的RCC电路。
[0012] 根据本发明的第一方面，提供了一种转换器电路，其具有在变压器的初级侧上的主开关电路，用于控制到初级侧上的存储电感器的电流供应，该转换器电路包括：控制电路，可操作地耦合到主开关电路并且用于控制主开关电路，该控制电路包括适于使能控制电路并关断主开关电路(Q4)的控制电容器；辅助电感器，其磁耦合到存储电感器，并且适于在主开关电路导通时响应于存储电感器中的电压变化而触发控制电路以操作及关断主开关电路；以及充电电路，其耦合在辅助电感器与控制电容器之间，并且适于使得辅助电感器能够对控制电容器充电，其中充电电路包括初级侧内的在辅助电感器与控制电容器之间的第一和第二充电路径，第一充电路径是导通的，并且当辅助电感器两端的电压高于
阈值时第二充电路径是导通的。
[0013] 采用控制转换器电路的主开关电路的控制电路。控制电路被触发以由辅助电感器操作，该辅助电感器响应于在存储电感器处的电压的变化。因此，提出使用辅助电感器来触发主开关电路的控制。两个充电路径仅布置在辅助电感器与控制控制电路的动作的控制电容器之间的初级侧内，换言之，这两个充电路径是初级侧控制路径。
[0014] 这种所提出的布置可以使得时间常数并且继而是RCC的时间常数TON(即主功率开关闭合期间)能够被灵活且容易地调整。该布置还可以展现良好的线路调节。更具体地，两个充电路径在不同条件下是导通的：一个路径是恒定导通的，而另一个路径只有当辅助电感器上的电压足够大(例如高于预定阈值)时是导通的。因此，在低输入电压的情况下，辅助电感器上的感应电压小，只有一个充电路径导通，并且控制电容器的充电导致功率开关的正常关断，即转换器的正常TON和一定功率输出。在高输入电压的情况下，辅助电感上的感应电压大，两个充电路径导通，控制电容器的充电更多，导致功率开关更快关断，即更短的TON。然而，由于输入电压高，所以更快的关断将导致与输入电压低时相似的功率输出。
[0015] 在一个
实施例中，控制电路可以包括可控开关，其控制
端子经由控制电容器耦合到接地端子，其中第一充电路径包括在可控开关的控制端子与辅助电感器之间的电阻和电容的
串联连接，并且其中第二充电路径包括在可控开关的控制端子与辅助电感器之间的电阻和击穿二极管的串联连接。这样的实施例为两个充电路径提供了更详细的实施方式。具体地，通过击穿二极管实现辅助电感器两端的电压高于阈值的检测。该实施方式简单且成本低。
[0016] 在一个实施例中，当辅助电感器两端的所述电压高于另一阈值时，第一充电路径适于增加其
导电性，并且所述第一充电路径还包括：二极管，与所述电阻和所述电容并联并从辅助电感器到可控开关的控制端子是正向的。这样的实施例可以进一步增加根据输入电压控制转换器的TON的能
力，从而实现更好的线路调节。
[0017] 在实施例中，充电电路可以包括在辅助电感器与控制电容器之间的第一和第二放电路径，以用于对控制电容器进行放电。其中所述第一放电路径是导通的；并且当控制电容器两端的电压高于极限值时，所述第二放电路径导通。这样的实施例可以提供控制电容器的自适应放电，以确保时间常数与控制电容器中的电荷匹配并且保证控制电容器中的电荷被充分放电。
[0018] 第一放电路径可以包括第一充电路径的所述电阻和电容，并且其中第二放电路径包括：与第一放电路径的所述电阻和电容并联连接的路径，其中所述路径包括另外的电阻和另外的二极管。本实施例提供了用于两个放电路径的详细实施方式。一个路径可以重用一个充电路径以节省组件，而另一个路径使用二极管作为电压检测器来判断控制电容器两端的电压高于极限值。
[0019] 因此，实施例可以通过使用双充电路径对控制电容器充电和/或双放电路径对控制电容器放电来实现良好的线路调节，该控制电容器控制控制电路的动作(其继而控制主开关电路的开关)。
[0020] 在另一个实施例中，RCC电路还可以包括次级侧，其中次级电感器与所述存储电感器耦合，所述次级电感器适于在所述主开关电路闭合时经由与存储电感器的耦合来存储能量，并且当所述主开关电路断开时，将所存储的能量释放到负载端子；在所述次级电感器与所述负载端子之间的调光电路，其适于接收调
光信号并控制从次级电感器到所述负载端子的能量；以及反馈电路，用于经由光
耦合器将次级侧上的调光信号提供至控制电路；并且其中所述第一和第二充电路径与次级侧分离。这种实施例提供从负载侧调光信号到转换器的控制电路的附加前馈。因此，可以根据调光信号进一步控制控制电路。如下面关于另外的实施例所讨论的，对于开路负载和非常深的调光的情况，光耦合器可以用于提供调光信号，并且使得控制电路产生非常短的TON，以便最小化由转换器转换的能量。因此，实施例可以实现闪烁的减少并且实现更深的调光。此外，可以降低功率损耗。
[0021] 因此，实施例可以促进具有非常低的闪烁的基于LED的灯的深度调光。
[0022] 在另一实施例中，反馈电路可以包括耦合到控制电路的充电电容；以及在所述充电电容与所述控制电容器之间的充电开关，其中控制端子耦合到所述光耦合器；所述反馈电路适于在所述调光信号指示低调光时闭合所述充电开关；从而允许所述充电开关从充电电容向控制电容器提供电荷，以便
加速控制电容器的充电。因此，调光信号可以用于调节控制电路，并且这可以经由光耦合器来完成。在深度调光中，调光信号的低电平可以使来自充电电容的电流对控制电路的控制电容器充电，从而加速充电并减少主开关电路的开关之间的时间(即降低RCC的TON)。
[0023] 在另一实施例中，反馈电路的充电电容可以进一步耦合到主开关电路的控制端子，并且适于提供启动功率以接通所述主开关电路。此外，反馈电路适于根据调光信号从所述充电电容中移除泄放电荷部分，从而延迟主开关电路的导通。通常，在调光状态下，驱动电路向LED输送过多的功率，导致相当高的光输出。为了补偿这一点，该实施例使充电电容器泄放并延迟充电电容器的充电，延迟电源开关的接通，并且由转换器递送较少的剩余功率。
[0024] 在另一实施例中，RCC电路还可以包括：电源侧，其中电源电感器与所述存储电感器耦合，所述电源电感器适于当所述主开关电路闭合时经由与存储电感器的耦合而存储能量，并且当所述主开关电路断开时释放所存储的能量；其中所述反馈电路由所述电源电感器(L5)使能，并且所述光耦合器耦合到次级电感器并由此供电。这样的实施例提供了开路保护功能。如果负载断开，电源侧和次级侧将为光耦合器供电，并且控制电路继而被致动以提供主开关电路的非常短的TON，从而减少从初级侧到次级侧转换的能量，从而降低断开的负载端子上的电压。
[0025] 当与常规电路比较时，实施例可以允许甚至更深的调光
水平，具有甚至更低的闪烁。此外，由于不使用IC控制芯片，因此实施例可以提供超过常规开关电源电路的成本优势。
[0026] 实施例不仅可用于LED照明，而且可用于其他应用，诸如工业电源、
消费电子产品等。
[0027] 本发明的一方面还提供一种照明电路，包括：根据如上所述的实施例的RCC电路；锁存器和EMI滤波器电路，用于产生到RCC电路的
输入信号；以及LED装置。
[0028] 根据本发明的另一方面，提供一种操作转换器电路的方法，该转换器电路在初级侧上具有主开关电路以用于控制对初级侧上的存储电感器的电流供应，该方法包括：通过利用控制电容器选择性地使能控制电路，用控制电路控制主开关电路；响应于存储电感器中的电压变化，使用辅助电感器触发控制电路；经由辅助电感器与控制电容器之间的第一充电路径对控制电容器充电；以及当辅助电感器两端的电压高于阈值时，经由辅助电感器与控制电容器之间的不同的第二充电路径对控制电容器充电，其中第一和第二充电路径是初级侧控制路径。
[0029] 实施例还可以包括经由光耦合器将用于次级侧上的负载的调光信号提供回控制电路。
[0030] 提供调光信号的实施例还可以包括从耦合到控制电路的充电电容向控制电容器提供电荷，以便加速控制电容器的充电。
[0031] 在另一实施例中，控制主开关电路还包括通过充电电容接通主开关电路，从而将电荷从充电电容提供到控制电容器的步骤包括从充电电容移除泄放部分并延迟主开关电路的接通。
[0032] 参照下文描述的(多个)实施例，本发明的这些和其它方面将变得显而易见并得到阐述。
附图说明
[0033] 现在将参照附图详细描述根据本发明的各方面的示例，其中：
[0034] 图1示出了基于RCC电路的已知LED驱动器电路；
[0035] 图2示出了包括根据实施例的转换器电路的照明电路；
[0036] 图3以更好的清晰度示出了图2的实施例的控制电路自身(例如孤立)；
[0037] 图4示出了图2和图3的充电电路中的信号的示例绘图；
[0038] 图5包括示出了在各种总线电压下图2的转换器电路中的信号的绘图；
[0039] 图6包括针对图2的转换器电路的分别在点d处的电压和LED电流(其对应于调光信号)的第一和第二示例性绘图；
[0040] 图7示出了针对图2的转换器电路的分别在点d处的电压和在电阻器R4上的电压的包络波的第一和第二示例性绘图；以及
[0041] 图8示出了无调光与调光之间的比较，包括针对图2的转换器电路的分别在总线上的电压和在电阻器R4处的电流的第一和第二绘图。
具体实施方式
[0042] 提出了一种转换器电路，其采用用于控制RCC电路的主开关电路的控制电路。控制电路被触发以由辅助电感器操作，该辅助电感器响应于RCC电路的初级侧上的存储电感器处的电压的变化。辅助电感器用于触发主开关电路的控制，并且两个充电路径布置在辅助电感器与控制控制电路的动作的控制电容器之间。
[0043] 因此，提出了一种不使用IC控制芯片并且展现良好线性的低成本转换器电路。所提出的布置还可以使得能够灵活地调整转换器的时间常数TON。
[0044] 因此，实施例可以用于驱动LED装置并实现闪烁的减少。实施例还可以实现深LED调光。以下实施例使用RCC(环形扼流圈转换器)作为示例，但是应当理解，本发明不限于RCC。其他类型的自振荡转换器，只要其使用如上所述的存储电感器和辅助电感器即可应用。
[0045] 图2中示出了包括根据实施例的转换器电路的照明电路。转换器电路在初级侧上具有主开关电路Q4以用于控制对初级侧上的存储电感器L1的电流供给。
[0046] 与图1所示的常规电路不同，图2的实施例包括耦合到主开关电路Q4的控制电路30。控制电路30适于控制主开关电路Q4。
[0047] 控制电路30包括：适于使能控制电路的控制电容器C7；辅助电感器L3，其磁耦合到存储电感器L1并适于响应于存储电感器L3中的电压变化而触发控制电路30以操作；以及耦合在辅助电感器L3与控制电容器C7之间的充电电路。
[0048] 充电电路适于使辅助电感器L3能够对控制电容器C7充电，为此目的，充电电路包括在辅助电感器L3与控制电容器C7之间的第一和第二充电路径。第一充电路径是导通的，并且当辅助电感器L3两端的电压高于阈值时，第二充电路径是导通的。所述两个控制路径仅在初级侧，并且用作初级侧控制路径，而不耦合到次级侧并且不用作反馈路径。
[0049] 因此，控制电路30用于控制转换器电路的主开关电路Q4。控制电路30被触发以由辅助电感器L3操作，该辅助电感器L3继而响应于存储电感器Q1处的电压的变化。换言之，辅助电感器L3触发主开关电路Q4的控制。两个充电路径布置在辅助电感器与控制控制电路的动作的控制电容器之间。
[0050] 更具体地，两个充电路径被布置为在不同条件下是导通的。第一路径恒定地导通，并且只有当辅助电感器L3上的电压足够大(例如高于预定阈值)时，另外的第二路径才导通。因此，在低输入电压的情况下，辅助电感器上的感应电压小，只有一个充电路径导通，并且控制电容器的充电导致功率开关的正常关断，即转换器的正常TON和一定功率输出。在高输入电压的情况下，辅助电感上的感应电压大，两个充电路径导通，控制电容器的充电更多，导致功率开关更快关断，即更短的TON。然而，由于输入电压高，所以更快的关断将导致与输入电压低时相似的功率输出。
[0051] 现在转到图3，为了清楚起见，图2的实施例的控制电路自己示出(例如隔离)。
[0052] 控制电路30包括：适于使能控制电路的控制电容器C7；辅助电感器L3，其耦合到存储电感器L1并适于响应于存储电感器L3中的电压变化而触发控制电路30以操作；以及耦合在辅助电感器L3与控制电容器C7之间的充电电路。充电电路包括在辅助电感器L3与控制电容器C7之间的第一和第二充电路径。
[0053] 控制电路30还包括可控开关Q2(例如双极晶体管)，其控制端子(例如其基极)经由控制电容器C7耦合到接地端子。开关Q2的集
电极连接到主开关电路Q4的基极以从其提取基极电流，并且当开关Q2接通时关断Q4。第一充电路径包括在可控开关Q2的控制端子与辅助电感器L3之间的电阻R15和R2以及电容C6的串联连接。第二充电路径包括在可控开关Q2的控制端子与辅助电感器L3之间的电阻R18和击穿(例如齐纳)二极管D1的串联连接。
[0054] 因此，通过击穿二极管D1实现辅助电感器L3两端的电压高于阈值的检测。
[0055] 在更详细的实施例中，尽管第一充电是恒定导通的，但是当辅助电感器L3两端的电压高于某一阈值时，第一充电路径适于增加其导电性。为此目的，第一充电路径还包括：与第一充电路径的电阻R2和电容C6并联的二极管D2。该二极管D2从辅助电感器L3到可控开关Q2的控制端子是正向的。该充电路径布置可以进一步增加根据输入电压控制转换器的TON的能力，从而实现更好的线路调节。
[0056] 为了使控制电容器C7放电，充电电路30还包括在辅助电感器L3与控制电容器C7之间的第一和第二放电路径。第一放电路径被布置为导通的，并且当控制电容器C7两端的电压高于极限值时，第二放电路径被布置为导通的。更具体地，第一放电路径包括第一充电路径的电阻R2和电容C6，并且第二放电路径包括与第一放电路径的电阻R2和电容C6并联连接的路径，且具有另一电阻R17以及串联连接的另一个二极管D5。该布置重新使用充电路径之一来节省组件。它还使用二极管作为电压检测器来判断控制电容器C7两端的电压是否高于极限值。
[0057] 转向图4，示出了图2和图3的充电电路30中的信号的绘图。第二充电路径的二极管D6中的电流被示为曲线I(D6)，并且第一充电路径的电阻R15中的电流被示出为曲线I(R15)。控制电容器C7处的电压示为曲线V(C7)，并且主开关电路Q4的集电极处的电压(点d)示为曲线V(d)。
[0058] 当主开关电路Q4导通时，点d下拉到接地为0V，并且功率从源极流到存储电感器L1。同时，感应电压出现在辅助绕组L3中，第一路径导通并且出现电流I(R15)。此外，在附图中，当输入电压超过90V导致L3中的感应电压达到5.5V时，感应电压也使二极管D1击穿。在第二充电路径中出现电流，如I(D6)中的2mA以上的幅度所示。可以清楚地观察到，由于第二充电路径的二极管D6中的电流和第一充电路径的电阻R15是正的，所以控制电容器C7处的电压由于经由充电路径提供的电荷而增加。在该充电期间，电流缓慢下降。
[0059] 一旦控制电容器C7的电压达到大约0.8V，控制开关Q2的基极-发射极电压达到Q2的闭合阈值，并且Q2闭合，从而关断主开关电路Q4。此时，Q4的集电极处的点d上拉到输入电压为接近270V。控制电容器C7经由R15和R2放电，因此电流I(R15)为负。控制电容器C7放电到其电压大约为-2.1V的电平。此时，主开关电路Q4再次导通。Q4的点d的电压下降到0v。感应电压出现在电感器L3中，正电流在第二充电路径的二极管D6和第一充电路径的电阻R15中流动，从而再次对控制电容器C7充电。这种充电和放电的循环重复发生。
[0060] 可以理解，第二充电路径的导通将影响控制电容器C7的充电速率，当控制开关Q2关断主开关电路Q4时，C7的充电速率会受到影响。在上述实施例中，当输入电压超过90V时，第二充电路径导通，导致L3中的感应电压达到5.5V。
[0061] 应当理解，所示实施例的控制电路30采用双重充电和放电路径来对控制控制电路的动作的控制电容器C7充电/放电。这可以实现良好的线路调节，如图5的绘图所示。
[0062] 图5包括三个图，每个图示出了在各种总线电压(130V、120V和100V(AC))处的图2的转换器电路中的信号的曲线。第一(顶部)图示出了对于电压130V、120V和100V(AC)，总线电压V(vbus)随时间的变化。第二(中间)图示出了对于总线电压130V、120V和100V(AC)，可控开关Q2的控制端子(例如基极)处的电压随时间的变化。第三(底部)图示出了对于总线电压130V、120V和100V(AC)，主开关电路Q4的控制端子处的电阻R4中的电流随时间的变化。可以看出，控制电容器的充电时间以及130V的TON持续时间短于120V的，并且120V的短于100V的。从图5可以清楚地理解，该实施例展现良好的线路调节，因为较高的输入电压在较短的持续时间内为转换器供电。
[0063] 现在回到图2，转换器电路还包括次级侧，其中次级电感器L2与存储电感器L1耦合。次级电感器L2适于在主开关电路Q4闭合时经由与存储电感器L1的耦合来存储能量，并且在主开关电路Q4断开时释放能量到负载端子。该类型是反激式转换器。应当理解，本发明不限于反激式。诸如降压-升压之类的其他类型也适用。
[0064] 在次级电感器L2与所述负载端子之间提供调光电路。调光电路适于接收调光信号并且控制从次级电感器L2到负载端子的能量。如图2所示，调光电路包括在LED与接地之间的MOSFET开关M1，以及电压源，该电压源生成到MOSFET M1的栅极的PWM调光信号uP_dim。调光信号的占空比确定MOSFET开关M1闭合多长时间以使LED发光，从而控制调光水平。
[0065] 还提供了反馈电路32，用于经由光耦合器U1将次级侧上的调光信号提供至控制电路30。因此，提供从负载侧调光信号到控制电路30的附加前馈。因此，可以根据调光信号进一步控制控制电路30。
[0066] 在图2的实施例中，反馈电路32包括耦合在接地与控制电路30之间的充电电容C8。反馈电路32还包括充电电容C8与控制电路30的控制电容器C7之间的充电(例如双极)开关Q1。充电开关Q1的控制端子(例如基极)耦合到光耦合器U1。
[0067] 反馈电路适于在调光信号指示低调光水平时闭合充电开关Q1，从而允许充电开关Q1向控制电路30的控制电容器C7提供电荷，以加速控制电容器Q2的充电。更具体地，如果调光信号为低电平，则M3截止、M2导通、U1导通并且Q1导通，并且电容器C8将对电容器C7充电。否则，如果调光信号为高电平，M3导通、M2和U1截止、Q1截止、电容器C8不对电容器C7充电。
如图6所示，顶部曲线是点d处的电压(标记为V(d))，底部曲线是对应于调光信号的LED电流(标记为I(Led1))。当调光信号为低时，电容器C7将如上所述更快速地充电，导致主开关电路的更频繁的开关和从初级侧转换到次级侧的更少的功率，从而进一步调降负载。因此，如果占空比减小得更多，则转换更少的功率。应当理解，在它们之间存在一些偏移，这是由于电路的滞后。
[0068] 因此将理解的是，经由反馈电路32的光耦合器U1，调光信号可以用于调节控制电路30。在深度调光中，调光信号的低电平可以使来自充电电容C8的电流对控制电路30的控制电容器C7充电，从而加速充电并减少主开关电路Q4的开关之间的时间(即降低转换器电路的TON)。
[0069] 此外，反馈电路的充电电容C8耦合到主开关电路Q4的控制端子(例如基极)，并且适于提供启动功率以导通主开关电路Q4。更具体地，充电电容C8经由电阻器R8和R6耦合到从EMI滤波器18输出的总线电压。上述电路的另一个功能是根据调光信号从充电电容C8中去除泄放电荷部分。因此，充电电容C8上的电荷累积在达到可以使主开关电路Q4导通的电压之前被延迟。这在图7中示出。图7中的顶部曲线的包络波是点d处的电压(标记为V(d))，并且图7
中底部曲线的包络波是电阻器R4上的电压(标记为V(vr4))。可以看出，当输入电压高于150V时，主开关电路开始导通/关断，当输入电压低于约120V时，主开关电路停止。这是因为当输入电压低时，由于充电电容C8上的电荷
泄漏，充电电容C8不能累积足够的电荷来导通主开关电路。
[0070] 图8示出了无调光与调光之间的比较。图8的顶部曲线是总线上的电压(标记为V(vbus))。图8的底部曲线是电阻器R4处的电流(标记为I(r4))。附图标记80指示当没有调光时转换器的开始，并且附图标记82指示当调光时转换器的开始。波可以被认为是部分切断。因此，甚至更少的能量被转换并且可以实现更深的调光。
[0071] 在图2的转换器电路中，还设置有电源电路34。电源电路34包括与存储电感器L2耦合的电源电感器L5。电源电感器L5适于在所述主开关电路闭合时经由与存储电感器的耦合存储能量，并且当所述主开关电路断开时释放所存储的能量；其中所述反馈电路由所述电源电感器L5使能，并且所述光耦合器耦合到次级电感器并由此供电。这样的实施例提供了开路保护功能。如果负载断开，电源侧和次级侧将为光耦合器U1供电，并且控制电路30继而被致动以提供主开关电路的非常短的TON，从而减少从初级侧到次级侧转换的能量，从而降低断开的负载端子上的电压。此时，系统电路的耗散低于0.5W，因为它工作在间隙振荡模式，并且没有用于调光控制电路的额外电源。
[0072] 实施例可以用于基于LED或OLED(以及PLED、AMOLED等)的所有可调光(但不可调光也可)的
光源。此外，可以通过所提出的方法和(多个)电路来扩展具有不同调暗
色调的基于LED的灯，以便改变暖白光LED与冷白光LED之间的电流分布。此外，在例如
白炽灯或
荧光灯/
气体放电灯之类的其他常规灯中也可以使用，其中灯的驱动器根据灯的需要提供更多的功率以减小其输出功率(光)。
[0073] 实现要求保护的本发明的本领域技术人员通过学习附图、
说明书以及所附权利要求书可以理解和施行所公开的实施例的其它变化。例如，上述主开关电路和控制开关可以由MOSFET替代地实现。在权利要求中，词语“包括”不排除其他要素或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。在相互不同的
从属权利要求中记载某些措施的事实并不表示不能有利地使用这些措施的组合。在权利要求书中的任何附图标记不应当被理解为限制其范围。
