一种U频段微波直接调制系统
阅读：44发布：2020-05-12
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1.一种U频段微波直接调制系统，其特征在于包括：C频段本振电路、C频段放大电路、U频段的8倍频电路、U频段的QPSK微波直接调制电路、电平转换电路；
C频段本振电路以高稳参考源为输入，对高稳参考源进行取样锁相，产生极低相位噪声的C频段载波，送至C频段放大电路；
C频段放大电路，对极低相位噪声的C频段载波进行功率放大、隔离后，送至U频段的8倍频电路；
U频段的8倍频电路，对放大、隔离后的极低相位噪声的C频段载波，进行8次谐波倍频、隔离后，从而产生U频段的载波，送至U频段的QPSK微波直接调制电路；
电平转换电路将外部数据进行双极性变换，得到双极性电平的数据，送至U频段的QPSK微波直接调制电路；
U频段的QPSK微波直接调制电路在双极性电平的数据驱动下，调制U频段的载波的相位，实现QPSK调制，得到QPSK调制信号，隔离后输出。
2.根据权利要求1所述的一种U频段微波直接调制系统，其特征在于：C频段本振电路，包括：取样分频鉴相电路、C波段CRO；
取样分频鉴相电路，将外部高稳参考源送入的参考正弦信号转换为取样参考窄脉冲，参考窄脉冲对C波段CRO电路输入的正弦波进行取样，并保持住该取样时刻的电压，如此持续进行，形成误差电压；误差电压经过环路滤波器后成为CRO振荡控制电压，输出至C波段CRO电路；
C波段CRO，接收CRO振荡控制电压，在其控制下进行振荡，输出C波段频率信号至C波段放大电路，同时耦合出1路信号反向送给取样分频鉴相电路；
取样分频鉴相电路和C波段CRO电路联合形成环路，当环路锁定时候产生低相位噪声的C波段单载波，送至C波段放大器。
3.根据权利要求1所述的一种U频段微波直接调制系统，其特征在于：C频段放大电路，包括：C波段放大器、第一隔离器；
C波段放大器，接收C波段低相位噪声的单载波信号，将其功率放大后送往第一隔离器；
第一隔离器，接收中功率的单载波信号，微波隔离防止反射后送往微波8倍频电路。
4.根据权利要求1所述的一种U频段微波直接调制系统，其特征在于：U频段的8倍频电路，包括：微波8倍频器、带通滤波器、第二隔离器；
微波8倍频器，接收C波段的低相位噪声的单载波信号，通过内部的阻抗变换器后加载阶跃二极管上，产生输入频率的高次谐波，送给带通滤波器；
带通滤波器，接收阶跃二级管产生的包含各种谐波分量的毫米波频率信号，进行多次谐波的抑制，产生多次谐波信号的U波段单载波信号，送至第二隔离器；
第二隔离器，接收U波段的单载波信号，毫米波隔离防止反射后送往U波段QPSK微波直接调制电路。
5.根据权利要求1所述的一种U频段微波直接调制系统，其特征在于：U频段的QPSK微波直接调制电路、包括：U频段的QPSK调制器和第三隔离器；
U频段的QPSK调制器，接收U波段8倍频电路送入的U波段单载波，进行两路信号的毫米波0度功分，分别进入I\Q两路；同时接收电平转换电路输入的I\Q两路双极性数据电平，在此双极性电平控制下，I\Q两路的毫米波信号分别进行各自的相位翻转，从而形成独立的两路BPSK信号；最后再通过毫米波90度宽带合成，从而得到U波段毫米波的QPSK调制信号，送至第三隔离器；
第三隔离器，接收U波段毫米波的QPSK调制信号，毫米波隔离防止反射后送出单机。
6.根据权利要求1所述的一种U频段微波直接调制系统，其特征在于：高稳参考源，为：
外部输入高稳定参考源需要极低的相位噪声。
7.根据权利要求1所述的一种U频段微波直接调制系统，其特征在于：极高频率的U频段载波为：U频段载波范围为40GHz～60GHz的载波。
8.根据权利要求1所述的一种U频段微波直接调制系统，其特征在于：外部数据，为：外部数据输入电平为LVDS信号，输入信号为I\Q共2路信号。
9.根据权利要求1所述的一种U频段微波直接调制系统，其特征在于：载波频率范围为：
进行无线传输的载波频率范围为40～60GHz。
10.根据权利要求1所述的一种U频段微波直接调制系统，其特征在于：传输码速率范围，为：进行无线传输的码速率范围为1Mbps～2Gbps。
一种U频段微波直接调制系统
技术领域
[0001] 本发明涉及一种U频段微波直接调制系统，属于U频段微波直接调制技术领域。
背景技术
[0002] 在卫星高速数据传输领域，传统使用频率为X频段，伴随着传输速率越来越高，占用带宽越来越高，以及各国发射卫星的数量越来越多，X频段拥挤不堪。目前KA频段作为最解决X频段频率冲突的方案，得到了越来越多的应用。但是面对越来越多的应用，尤其是移动通信卫星星座，目前卫星数量几何级数的增长，例如正在立项的鸿雁星座规模是以千颗为计算，导致一个问题就是千颗卫星间频率干扰问题愈发突出。
[0003] 在现有技术领域，只有X、KA的微波直接调制器得到了广泛应用、而U频段作为下一阶段微波数传的潜在频率，现在由于频率太高，在各种毫米波微带电路设计方面带来巨大的挑战，现在国内、国外尚无成功的U频段微波直接调制产品，无法实现数据搬移到U频段载波上的调制任务。具体表现为：
[0004] (1).国内外尚无成熟的U频段的微波直接调制系统，无法实现基带数据调制到40～60GHz的相位载波上，无法进行U频段的卫星星地、星间的无线数据传输功能。
[0005] (2).U频段的载波的相位噪声难以控制，而载波的相位噪声直接和调制性能息息相关，直接影响了无线链路的误码率。传统的电路中，C波段相位噪声基本≤-60dBc/Hz@100Hz，≤-70dBc/Hz@1kHz，≤-80dBc/Hz@10kHz，≤-90dBc/Hz@100kHz，如果在此基础再进行8倍频，则即使只按照理论(不考虑电路非理想性引入的噪声)计算的U频段相位噪声恶化-20log(8)＝20dB，则输出的相位噪声对应≤-40dBc/Hz@100Hz，≤-50dBc/Hz@1kHz，≤-
60dBc/Hz@10kHz，≤-70dBc/Hz@100kHz；将会直接引入＞11.3dB的链路损失，是系统无法承受的。
60dBc/Hz@10kHz，≤-70dBc/Hz@100kHz；将会直接引入＞11.3dB的链路损失，是系统无法承受的。
[0006] (3).极高频率的毫米波QPSK直接调制版图实现困难，基于传统的板材和电路加工精度的影响，以及毫米波槽线宽度和弧度对调制相位不平衡的严重影响，毫米波的无线串扰问题，毫米波的QPSK直接调制版图实现困难，勉强实现后的版图的性能很差，基本为裸板的指标为幅度不平衡≤3dB,相位不平衡≤15°，基本不能应用于实际U频段的传输。
发明内容
[0007] 本发明解决的技术问题为：克服现有技术不足，提供一种U频段微波直接调制系统，将数据直接QPSK调制在U频段，从而能够使系统能够以新的频带U频段进行数据的传输，解决了U频段传输的瓶颈问题。
[0008] 本发明解决的技术方案为：一种U频段微波直接调制系统，包括：C频段本振电路、C频段放大电路、U频段的8倍频电路、U频段的QPSK微波直接调制电路、电平转换电路；
[0010] C频段放大电路，对极低相位噪声的C频段载波进行功率放大、隔离后，送至U频段的8倍频电路；
[0011] U频段的8倍频电路，对放大、隔离后的极低相位噪声的C频段载波，进行8次谐波倍频、隔离后，从而产生U频段的载波，送至U频段的QPSK微波直接调制电路；(U频段的载波优选的频率范围40～60GHz)
[0012] 电平转换电路将外部数据进行双极性变换，得到双极性电平的数据，送至U频段的QPSK微波直接调制电路；
[0014] 优选的，C频段本振电路，包括：取样分频鉴相电路、C波段CRO；
[0015] 取样分频鉴相电路，将外部高稳参考源(优选频率为100MHz)送入的参考正弦信号转换为取样参考窄脉冲，参考窄脉冲对C波段CRO电路输入的正弦波进行取样，并保持住该取样时刻的电压，如此持续进行，形成误差电压；误差电压经过环路滤波器后成为CRO振荡控制电压，输出至C波段CRO电路。
[0016] C波段CRO，接收CRO振荡控制电压，在其控制下进行振荡，输出C波段频率信号至C波段放大电路，同时耦合出1路信号反向送给取样分频鉴相电路。
[0017] 取样分频鉴相电路和C波段CRO电路联合形成环路，当环路锁定时候产生低相位噪声的C波段单载波，送至C波段放大器。
[0018] 优选的，C频段放大电路，包括：C波段放大器、第一隔离器；
[0019] C波段放大器，接收C波段低相位噪声的单载波信号，将其功率放大后(优选放大至+23dBm)送往第一隔离器。
[0020] 第一隔离器，接收中功率的单载波信号，微波隔离防止反射后送往微波8倍频电路。
[0023] 带通滤波器，接收阶跃二级管产生的包含各种谐波分量的毫米波频率信号，优选进行7次和9次谐波的抑制，优选产生8次谐波信号的U波段单载波信号，典型频率为48GHz，送至第二隔离器。
[0024] 第二隔离器，接收U波段的单载波信号，毫米波隔离防止反射后送往U波段QPSK微波直接调制电路。
[0025] 优选的，U频段的QPSK微波直接调制电路、包括：U频段的QPSK调制器和第三隔离器；
[0026] U频段的QPSK调制器，接收U波段8倍频电路送入的U波段单载波(对于低相位噪声的单频率信号，优选频率为48GHz)，进行两路信号的毫米波0度公分，分别进入I\Q两路；同时接收电平转换电路输入的I\Q两路双极性数据电平，在此双极性电平控制下，I\Q两路的毫米波信号分别进行各自的相位翻转，从而形成独立的两路BPSK信号；最后再通过毫米波90度宽带合成，从而得到U波段毫米波的QPSK调制信号，送至第三隔离器。
[0027] 第三隔离器，接收U波段毫米波的QPSK调制信号，毫米波隔离防止反射后送出单机。
[0028] 优选的，高稳参考源，优选要求为：外部输入高稳定参考源需要极低的相位噪声，通常定义≤-65dBc/Hz@1Hz，≤-97dBc/Hz@10Hz，≤-127dBc/Hz@100Hz，≤-150dBc/Hz@1kHz，≤-155dBc/Hz@10kHz，≤-157dBc/Hz@100kHz，进一步提高了调制的精度。
[0029] 优选的，极低相位噪声的C频段载波，优选要求为：采用取样锁相技术，振荡器采用低相位噪声的介质谐振振荡器CRO，相较于传统的PLL锁相环技术，能够使倍频后载波信号的远、近端相位噪声均接近理论值，即仅仅恶化-20log(N)(其中N为倍频次数)。C波段相位噪声通常定义为≤-90dBc/Hz@100Hz，≤-110dBc/Hz@1kHz，≤-115dBc/Hz@10kHz，≤-117dBc/Hz@100kHz，进一步提高了调制的精度。
[0030] 优选的，极高频率的U频段载波，优选要求为：U频段载波范围为40GHz～60GHz，典型为48GHz，传统的PLL锁相环无法实现如此高频率的分频鉴相。因此采用了毫米波阶跃二极管8倍频直接倍频方法实现超高频率载波生产。
[0031] 优选的，较低相位噪声的U频段载波，优选要求为：对整个载波链路的相位噪声进行的规划和分配，最前端从外部输入超低相位噪声的100MHz标称参考信号，然后采用取样锁倍60倍频、采用CRO获取极低相位噪声的C频段载波，然后毫米阶跃二极管直接倍频实现超高频率U频段载波。U频段载波的相位噪声通常定义为：≤-60dBc/Hz@100Hz，≤-70dBc/Hz@1kHz，≤-80dBc/Hz@10kHz，≤-90dBc/Hz@100kHz；进一步提高了调制的精度。
[0032] 优选的，外部数据，优选要求为：外部数据输入电平为LVDS信号，输入信号为I\Q共2路信号，单路信号速率为150Mbps。进一步提高了调制的精度。
[0033] 优选的双极性电平的数据，优选要求为：将数据接收后，通过LVDS31再转换成LVDS差分信号，LVDS差分信号为电流模信号，正向或反向流过精密电阻再转换为电压，从容产生正、负极性的双极性电平，通过运算放大器将信号放大驱动后给U频段的QPSK微波直接调制电路，从而实现调制。通常对双极性电平的性能要求为：0、1不等宽小于5％；I\Q路跳变时延≤2ns；电平幅度±0.65V；正负电平对称性≤0.05V；进一步提高了调制的精度。
[0034] 优选的，极高频率的毫米波QPSK直接版图，优选要求为：创新了QPSK调制器毫米波电路原理形式(与常规电路原理不同，形式为先Wilkinson合成器进行0度功分，再进行肖特基二极管的BPSK移相器、最后进行Lange电桥的90度合成；因为输入端功分对象是单载波，从而可以使用窄带的0度功分器，从而缩小版图面积，便于提高加工精度)；并重点对毫米波状态的槽线的弧度进行了圆弧度化的处理；对各部分电路进行了毫米波状态的下重新设计和仿真；对整个版图结合后的毫米波的无线串扰进行了仿真和设计优化、调整，从而保证版图电路结合后的电路原理实现正确性。对极高频率的毫米波QPSK直接版图的裸理想输入状态的指标要求：幅度不平衡≤0.5dB,相位不平衡≤2°，进一步提高了调制的精度。
[0035] 优选的，载波频率范围，优选要求为：进行无线传输的载波频率范围为40～60GHz。优选的，传输码速率范围，优选要求为：进行无线传输的码速率范围为1Mbps～2Gbps；进一步提高了调制的精度
[0036] 本发明与现有技术相比的优点在于：
[0037] (1)本发明设计的一种U频段微波直接调制系统，实现了基带数据调制到40～60GHz载波上，从而能够使用U频段进行卫星星地、星间的无线数据传输功能，解决了U频段发射设备有无问题，填补了国内空白
[0038] (2)本发明设计的一种U频段微波直接调制系统，为一种级联式的U频段低相位噪声的载波产生方案，最终产生U频段载波的相位噪声及其谐波、杂波能够满足发射要求，实测在E-7误码率下对不会引起调制损失，U频段载波指标良好。
[0039] (3)本发明设计的一种U频段微波直接调制系统，其中U频段的QPSK直接调制电路，基于肖特基二极管的BPSK移相器、微带-槽线-微带过度结构、Lange电桥、Wilkinson合成器在陶瓷片上经过精巧设计，版图投产后电装后能够产生U频段的QPSK调制信号。调制性能满足幅度不平衡≤0.5dB,相位不平衡≤2°的指标要求、性能优良，填补国内空白。
[0040] (4)本发明提供一种U频段微波直接调制系统，将数据直接QPSK调制在U频段，从而能够使系统能够以新的频带U频段进行数据的传输，解决了U频段传输的瓶颈问题，支撑了U频段传输的系统论证，填补了国内空白。在此U频段微波直接调制系统，还设计了一种级联式的U频段低相位噪声的载波产生方案，最终产生U频段载波的相位噪声及其谐波、杂波能够满足发射要求，实测在E-7误码率下对不会引起调制损失，U频段载波指标良好。另在调制系统中，发明了一种U频段的QPSK直接调制电路，基于肖特基二极管的BPSK移相器、微带-槽线-微带过度结构、Lange电桥、Wilkinson合成器在陶瓷片上经过精巧设计，版图投产后电装后能够产生U频段的QPSK调制信号，调制性能良好、填补国内空白。附图说明
[0041] 图1为U频段微波直接调制方法框图；
[0042] 图2为U频段载波产生框图；
[0043] 图3为8次谐波倍频原理框图；
[0044] 图4为U频段的QPSK调制器原理框图；
[0045] 图5为U频段的QPSK调制器版图；
[0046] 图6为电平转换电路原理框图；
[0047] 图7为DC/DC模块拓扑结构示意图；
[0048] 图8为采用取样锁相实现48GHz本振方案框图。
[0049] 图9为取样锁相电路第一原理图；
[0050] 图10为取样锁相电路第二原理图；
[0051] 图11为取样锁相电路第三原理图；
[0052] 图12为8倍频器原理框图；
[0053] 图13为QPSK调制器框图；
具体实施方式
[0054] 下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细描述。
[0055] 本发明一种U频段微波直接调制系统，包括：C频段本振电路、C频段放大电路、U频段的8倍频电路、U频段的QPSK微波直接调制电路、电平转换电路；C频段本振电路以高稳参考源为输入，对高稳参考源进行取样锁相，产生极低相位噪声的C频段载波；C频段放大电路，对极低相位噪声的C频段载波进行功率放大、隔离后；U频段的8倍频电路，对放大、隔离后的极低相位噪声的C频段载波，进行多次谐波倍频、隔离后，从而产生U频段的载波；电平转换电路将外部数据进行双极性变换，得到双极性电平的数据；U频段的QPSK微波直接调制电路在双极性电平的数据驱动下，调制U频段的载波的相位，实现QPSK调制，得到QPSK调制信号，隔离后输出。图1为U频段微波直接调制方法框图；图1中CRO：(Coaxial-Resonator Oscillator)同轴介质振荡器；QPSK:(QuadriPhase Shift Keying)四相移键控；图2为U频段载波产生框图，图2中SPD：(Sample Phase Detector)取样相位检测器；LOOP AMP：环路滤波器
[0056] 在卫星高速数据传输领域，传统使用频率为X频段、KA频段越来越用计，影响了航天任务的完成。因此有必要对除了X、KA之外的潜在频率进行提前的预研究，而U频段作为X、KA频段的下一个频段，具有污染少、频率范围更宽、技术实现可能性较大的优势，因此研制一种U频段的微波直接调制器具有重大的前瞻性的意义。
[0057] 本发明与现有技术显著不同，在现有技术中，只有X、KA的微波直接调制器得到了广泛应用、而U频段作为下一阶段微波数传的潜在频率，现在由于频率太高，在各种毫米波微带电路设计方面带来巨大的挑战，现在国内、国外尚无成功的U频段微波直接调制产品，无法实现数据搬移到U频段载波上的调制任务。
[0058] 本发明设计了一种U频段微波直接调制系统，将数据直接QPSK调制在U频段，从而能够使系统能够以新的频带U频段进行数据的传输，解决了U频段传输的瓶颈问题，支撑了U频段传输的系统论证，填补了国内空白。在此U频段微波直接调制系统，还设计了一种级联式的U频段低相位噪声的载波产生方案，最终产生U频段载波的相位噪声及其谐波、杂波能够满足发射要求，实测在E-7误码率下对不会引起调制损失，U频段载波指标良好。另在调制系统中，发明了一种U频段的QPSK直接调制电路，基于肖特基二极管的BPSK移相器、微带-槽线-微带过度结构、Lange电桥、Wilkinson合成器在陶瓷片上经过精巧设计，版图投产后电装后能够产生U频段的QPSK调制信号，调制性能良好、填补国内空白。
[0059] 如图1所所示，本发明的的系统包括：C频段本振电路、C频段放大电路、U频段的8倍频电路、U频段的QPSK微波直接调制电路、电平转换电路。C频段本振电路以高稳参考源为输入，对高稳参考源进行取样锁相，产生极低相位噪声的C频段载波(频率范围优选为5～8GHz)，送至C频段放大电路；C频段放大电路，对极低相位噪声的C频段载波进行功率放大、隔离后，送至U频段的8倍频电路；U频段的8倍频电路，对放大、隔离后的极低相位噪声的C频段载波，进行8次谐波倍频、隔离后，从而产生U频段的载波，送至U频段的QPSK微波直接调制电路；(U频段的载波的频率范围优选为40～60GHz)；电平转换电路将外部数据进行双极性变换，得到双极性电平的数据，送至U频段的QPSK微波直接调制电路；；U频段的QPSK微波直接调制电路在双极性电平的数据驱动下，调制U频段的载波的相位，实现QPSK调制，得到QPSK调制信号，隔离后输出。
[0060] 如图2所示，C频段本振电路，优选包括：取样分频鉴相电路、C波段CRO；
[0061] 取样分频鉴相电路，将外部100MHz高稳参考源送入的参考正弦信号转换为取样参考窄脉冲，参考窄脉冲对C波段CRO电路输入的正弦波进行取样，并保持住该取样时刻的电压，如此持续进行，形成误差电压；误差电压经过环路滤波器后成为CRO振荡控制电压，输出至C波段CRO电路。
[0062] C波段CRO，接收CRO振荡控制电压，在其控制下进行振荡，输出C波段频率信号至C波段放大电路，同时耦合出1路信号反向送给取样分频鉴相电路。
[0063] 取样分频鉴相电路和C波段CRO电路联合形成环路，当环路锁定时候产生低相位噪声的C波段单载波，送至C波段放大器。
[0064] 如图2所表示，C频段放大电路，优选包括：C波段放大器、第一隔离器；
[0065] C波段放大器，接收C波段低相位噪声的单载波信号，将其功率放大至+23dBm后送往第一隔离器。
[0066] 第一隔离器，接收中功率的单载波信号，微波隔离防止反射后送往微波8倍频电路。
[0067] 如图3所示，U频段的8倍频电路，优选包括：微波8倍频器、带通滤波器、第二隔离器；
[0068] 微波8倍频器，接收C波段的低相位噪声的单载波信号，通过内部的阻抗变换器后加载阶跃二极管上，产生输入频率的高次谐波，送给带通滤波器。
[0069] 带通滤波器，接收阶跃二级管产生的包含各种谐波分量的毫米波频率信号，优选进行7次和9次谐波的抑制，优选产生8次谐波信号的U波段单载波信号，典型频率为48GHz，送至第二隔离器。
[0070] 第二隔离器，接收U波段的单载波信号，毫米波隔离防止反射后送往U波段QPSK微波直接调制电路。
[0071] 如图4所示，U频段的QPSK微波直接调制电路，优选包括：U频段的QPSK调制器和第三隔离器；
[0072] U频段的QPSK调制器，接收U波段8倍频电路送入的U波段单载波(低相位噪声的单频率信号，典型频率为48GHz)，进行两路信号的毫米波0度功分，如图5所表示，分别进入I\Q两路；同时接收电平转换电路输入的I\Q两路双极性数据电平，在此双极性电平控制下，I\Q两路的毫米波信号分别进行各自的相位翻转，从而形成独立的两路BPSK信号；最后优选再通过毫米波90度宽带合成，从而得到U波段毫米波的QPSK调制信号，送至第三隔离器。
[0073] 第三隔离器，接收U波段毫米波的QPSK调制信号，毫米波隔离防止反射后送出单机。
[0074] 本发明对外部高稳参考源优选要求为：外部输入高稳定参考源需要极低的相位噪声，通常定义≤-65dBc/Hz@1Hz，≤-97dBc/Hz@10Hz，≤-127dBc/Hz@100Hz，≤-150dBc/Hz@1kHz，≤-155dBc/Hz@10kHz，≤-157dBc/Hz@100kHz。
[0075] 如图2所示，极低相位噪声的C频段载波，优选方案为：采用取样锁相技术，振荡器采用低相位噪声的介质谐振振荡器CRO，相较于传统的PLL锁相环技术，能够使倍频后载波信号的远、近端相位噪声均接近理论值，即仅仅恶化-20log(N)(其中N为倍频次数)。C波段相位噪声通常定义为≤-90dBc/Hz@100Hz，≤-110dBc/Hz@1kHz，≤-115dBc/Hz@10kHz，≤-117dBc/Hz@100kHz。
[0076] 如图2所示，极高频率的U频段载波，优选方案为：U频段载波范围为40GHz～60GHz，典型为48GHz，传统的PLL锁相环无法实现如此高频率的分频鉴相。因此采用了毫米波阶跃二极管8倍频直接倍频方法实现超高频率载波生产。
[0077] 本发明的较低相位噪声的U频段载波，优选方案为：对整个载波链路的相位噪声进行的规划和分配，最前端从外部输入超低相位噪声的100MHz标称参考信号，然后采用取样锁倍60倍频、采用CRO获取极低相位噪声的C频段载波，然后毫米阶跃二极管直接倍频实现超高频率U频段载波。U频段载波的相位噪声通常定义为：≤-60dBc/Hz@100Hz，≤-70dBc/Hz@1kHz，≤-80dBc/Hz@10kHz，≤-90dBc/Hz@100kHz。
[0078] 本发明的外部数据，优选方案为：外部数据输入电平为LVDS信号，输入信号为I\Q共2路信号，单路信号速率为150Mbps。
[0079] 如图6所示，双极性电平的数据，优选方案为：将数据接收后，通过LVDS31再转换成LVDS差分信号，LVDS差分信号为电流模信号，正向或反向流过精密电阻再转换为电压，从容产生正、负极性的双极性电平，通过运算放大器将信号放大驱动后给U频段的QPSK微波直接调制电路，从而实现调制。通常对双极性电平的性能优选要求为：0、1不等宽小于5％；I\Q路跳变时延≤2ns；电平幅度±0.65V；正负电平对称性≤0.05V；进一步提高调制精度。
[0080] 如图5所示，极高频率的毫米波QPSK直接版图，优选方案为：创新了QPSK调制器毫米波电路原理形式(与常规电路原理不同，形式为先Wilkinson合成器进行0度功分，再进行肖特基二极管的BPSK移相器、最后进行Lange电桥的90度合成；因为输入端功分对象是单载波，从而可以使用窄带的0度功分器，从而缩小版图面积，便于提高加工精度)；并重点对毫米波状态的槽线的弧度进行了圆弧度化的处理；对各部分电路进行了毫米波状态的下重新设计和仿真；对整个版图结合后的毫米波的无线串扰进行了仿真和设计优化、调整，从而保证版图电路结合后的电路原理实现正确性。对极高频率的毫米波QPSK直接版图的裸理想输入状态的指标要求：幅度不平衡≤0.5dB,相位不平衡≤2°。
[0081] 本发明的载波频率范围，优选方案为：进行无线传输的载波频率范围为40～60GHz。
[0082] 本发明的传输码速率范围，优选方案为：进行无线传输的码速率范围为1Mbps～2Gbps。
[0083] 本发明中进一步优选的方案如下：
[0084] C频段本振电路优选以100MHz的高稳参考源为输入，采用取样锁相产生极低相位噪声的C频段载波，频率范围优选为5～8GHz；
[0085] C频段放大电路对优选的5～8GHz载波功率放大至优选的23dBm或其他足够大的功率值；
[0086] U频段的8倍频电路使用阶跃二极管进行8次谐波倍频，从而产生优选的40～60GHz的载波；
[0087] U频段带通滤波器对8倍频器产生其他谐波进行抑制，进一步优选对7次和9次谐波抑制大于25dB；
[0088] U频段的QPSK直接调制电路优选由两个BPSK调制器，同相功分器、正交功率合成器组成，对数据实现了U频段的QPSK调制；
[0089] 电平转换电路实现对数据电平的双极性转换，满足调制二极管对数据电平的需要。
[0090] U频段微波直接调制方法，优选包括C频段本振电路、C频段放大电路、U频段的8倍频电路、U频段带通滤波器、U频段的QPSK微波直接调制电路、电平转换电路设计，如下：
[0091] C频段本振电路，优选方案为：
[0092] 使用取样锁相方案设计。取样锁相环由取样鉴相器、环路滤波器和扩捕电路组成。取样鉴相器把参考信号转换为重复频率与参考信号一样的窄脉冲，参考脉冲对CRO的正弦波进行取样，保持电路使采样的电压保持到下一周期。当CRO为参考频率的整数倍，并保持严格相位同步，取样鉴相器将输出一个稳定的直流电压，环路锁定；否则，离散的样品电压经保持电路将是一个连续的阶梯状差拍电压，对CRO频率进行牵引，直至锁定。取样锁相环属于模拟锁相环，其鉴相器不具有鉴频功能，因此当开机时CRO频率与参考频率相差很多，依靠环路的自捕获能力不能使环路锁定，需要引入辅助捕获电路，对CRO进行频率牵引，当CRO频率扫描到环路的快捕带时，依靠环路的自捕获能力实现环路锁定。
[0093] 为了将低频和射频在空间进行有效隔离，倍频电路由相互独立的两块单板——取样锁相电路、CRO及放大电路组成，每个单板配有独立的盖板。
[0094] 取样锁相电路优选由100MHz参考放大、取样鉴相器、环路滤波器及稳压电路组成。优选100MHz参考放大器选用铷钟输入、取样鉴相器为MSPD-xxxx、环路滤波器及扩捕电路主要由优选的运放OP470及外围阻容元器件组成。
[0096] C频段放大电路，优选方案为：：
[0097] 由于8倍频器需要较大的(≥20dBm)的输入激励电平，因此优选一中功率放大器来完成将CRO输出的信号进行放大。对放大器的选取优选考虑以下几点，作为优选方案：
[0098] 输出的P-1≥23dBm
[0099] 增益≥15dB
[0100] 增益稳定性优于±1dB
[0101] 通过以上优选方案，提高了整个系统的调制精度，进一步最好选取功耗尽可能小的放大器。
[0102] U频段的8倍频电路，优选方案为：
[0103] 微波倍频器优选由输入阻抗变换器、输出滤波器，阶跃二极管等组成，如附图3所示。倍频器是采用自偏压方式工作的，输入功率通过输入隔离器和输入阻抗变换器后加在阶跃二极管上，产生输入频率的高次谐波，通过输出滤波器选出想得到的8次谐波后，从输出隔离器输出，同时利用二极管产生的直流电压加在自偏置电阻R1上可以将二极管的直流工作点维持在一个较佳的范围，这样既提高了效率，又免去了外部供电的诸多不便，简化了设计。
[0104] 阶跃二极管优选为信息产业部55所生产的微波阶跃二极管WY46，在XX-5、HY-1等型号中已经使用，经与55所设计人员沟通可以使用在U频段。输入输出滤波器和二极管自偏置电路被制作在陶瓷电路片上。
[0105] U频段带通滤波器，优选方案为：
[0106] 由于倍频器中的滤波器对其它谐波抑制不能满足要求，需要在倍频器后增加一个带通滤波器用来抑制倍频器产生的其他次数谐波，优选对7次和9次谐波抑制大于25dB。电路形式与倍频器中滤波器相同，采用平行耦合线形式。
[0107] U频段的QPSK微波直接调制电路，优选方案为：
[0108] QPSK微波直接调制器方案由两个BPSK调制器、同相功分器、正交功率合成器和两个基带低通滤波器组成，原理如附图4。输入载波先经3dB同相功分器分为两路，然后两路载波再被I、Q两路BPSK调制器进行0/π调制，最后由90°移相合成器合成为QPSK调制信号输出。理想情况下，输出信号为无误差的四相调制信号。但实际的功分器和混频器都有一定的幅度和相位误差，而且两条支路的BPSK调制器也不可能做到完全一致。这些因素都会影响到调制器的调制精度。这也为电路形式的选择和加工精度提出较高要求。
[0109] 元器件方面，电路中只使用了一种元器件即BPSK调制器中的肖特基二极管，型号为4E2037(MACOM)，可以经第三方筛选升级为宇航级产品。
[0110] 电平转换电路，优选方案为：
[0111] 接收到的LVDS信号I、Q信号如下：
[0112] 码速率优选为：150Mbps
[0113] 电平优选为：LVDS电平
[0114] 数据处理器直接发送I、Q两路优选的150Mbps数据，由LVDS32接收后转为TTL电平，再经过LVDS31转换成为差分电平送入LMH6702，转换成双极性电平信号送入调制电路进行调制。详细见附图6。
[0115] 本发明公开了一种U频段微波直接调制方法，包括：C频段本振电路、C频段放大电路、U频段的8倍频电路、U频段带通滤波器、U频段的QPSK微波直接调制电路、电平转换电路设计，优选的工作方式为：
[0116] (1)通过电平转换电路将输入数据转换为BPSK调制器二极管需要的双极性电平。
[0117] (2)C频段本振电路以优选的外部输入铷钟100MHz为参考信号，采用取样锁相方式倍频到C频段6GHz。
[0118] (3)C频段放大电路将6GHz的单频点信号的功率放大至优选的23dBm。并且在)C频段放大电路继承了取样锁相的扩捕电路。
[0119] (4)U频段的8倍频使用8次谐波倍频的方式得到优选的48GHz的载波信号。
[0120] (5)U频段带通滤波器对优选的48GHz的载波信号的优选的7次或9次谐波再次进行滤除，确保载波信号的远端频率较为干净。
[0121] (6)数据的双极性电平输入到U频段的QPSK微波直接调制电路的数据口，然后此电平会导致肖特基二极管导通或关闭，从而影响槽线上信号阻抗处于导通或截止状态，从而影响载波信号通过上支路或下支路进行传输，2个支路传输的信号路程差导致信号有180度移相，从而基于此实现BPSK调制。再基于0度功分器、90度合成器实现正交的2路BPSK的矢量合成，从而实现QPSK调制。
[0122] 本发明的参数分解，优选方案为：
[0123] 基于实现U频段的微波直接调制系统，需要对系统的关键指标分解。决定调制性能的主要指标是无线链路中的调制损失，即调制损失可以最终表征调制系统的性能。
[0124] 提高调制系统性能，优选确定以下因素：
[0125] 载波的相位噪声，优选方案为：当载波相位噪声优于≤-60dBc/Hz@100Hz，≤-70dBc/Hz@1kHz，≤-80dBc/Hz@10kHz，≤-90dBc/Hz@100kHz时候，进一步提高相位噪声对减小无线链路中的调制损失没有明显作用。而当相位逐步恶化，恶化20dB，即指标劣于≥-
40dBc/Hz@100Hz，≥-50dBc/Hz@1kHz，≥-60dBc/Hz@10kHz，≥-70dBc/Hz@100kHz时候，解调器无法锁定载波，整个无线链路失效。因此要保证良好的调制性能，保证调制功能和性能，载波相位噪声应该满足一下指标：≤-60dBc/Hz@100Hz，≤-70dBc/Hz@1kHz，≤-80dBc/Hz@
10kHz，≤-90dBc/Hz。因此必须对整个载波链路的相位噪声进行统一预算，以下表1为系统的相位噪声预算表。
40dBc/Hz@100Hz，≥-50dBc/Hz@1kHz，≥-60dBc/Hz@10kHz，≥-70dBc/Hz@100kHz时候，解调器无法锁定载波，整个无线链路失效。因此要保证良好的调制性能，保证调制功能和性能，载波相位噪声应该满足一下指标：≤-60dBc/Hz@100Hz，≤-70dBc/Hz@1kHz，≤-80dBc/Hz@
10kHz，≤-90dBc/Hz。因此必须对整个载波链路的相位噪声进行统一预算，以下表1为系统的相位噪声预算表。
[0126] 表1相位噪声的链路预算表
[0127]
[0128]
[0129] 双极性电平波形质量，优选方案为：双极性电平直接施加在毫米波肖特基二极管，通过控制导通或关闭，从而影响槽线上信号阻抗处于导通或截止状态，从而影响载波信号通过上支路或下支路进行传输，2个支路传输的信号路程差导致信号有180度移相。因此双极性电平波形质量直接影响调制性能，具体来说影响了调制系统的I\Q幅度不平衡、相位不平衡指标。双极性电平的波形质量具体由以下几个因素决定：0、1不等宽小于5％；I\Q路跳变时延≤2ns；电平幅度±0.65V；正负电平对称性≤0.05V。具体的IQ幅度不平衡、相位不平衡指标分解预算表即表2如下：
[0130] 表2幅度不平衡、相位不平衡的链路预算表
[0131]
[0132] 毫米波电路的工程化实现对结构优选设计要求：由于U频段微波直接调制系统的复杂性，以及设计的频率为48GHz，在如此高的频率上设计电路并保证电性能以及整机适配，结构配合电的设计是重中之中。采取以下结构设计措施最终保证了各关键毫米波电路和其他电路的功能和性能。
[0133] 由于U频段调制器中的信号覆盖了从100M参考到48G射频输出的各个频率，并且还具有数字信号、供电等低频信号，为了防止其互相干扰，优选方案为在调制器中设计多个腔体将其从空间上隔离开，并且为每个腔体设计小盖板。
[0134] 对于射频链路，优选为每个陶瓷片均设计了带盖板的小腔体，以增强其EMC性能。
[0135] 本发明的进一步的优选方案为：本发明使用的数据接口为I、Q共2路LVDS信号输入，可以实现300Mbps码速率的调制；如果更改接口为CML电平接口，直接使用CML电平驱动运放从而产生双极性电平，可进一步提高传输的码速率至2Gbps；
[0136] 本发明的系统，优选使用一次电源，转换为二次电压后供各电路使用，具有将外部供应的100MHz参考源倍频到U波段的功能，具有接收I、Q两路各150MbpsLVDS数据的功能，将接收到的数据进行电平转换，形成I、Q两路数据的功能，将数据直接调制到U载波上，调制方式为QPSK调制；具有执行相关指令、提供相应遥测的功能；双机冷备份
[0138] a)数据电平：LVDS；
[0139] b)数据信号路数：I、Q各1路；
[0140] c)I、Q每路各150Mbps；
[0141] 与100MHz参考源输入接口
[0142] 参考源输入接口采用SMA连接器。
[0143] 频率:100MHz
[0144] 信号电平：3±1dBm
[0145] 输出阻抗:50Ω
[0146] 相位噪声：≤-65dBc/Hz@1Hz
[0147] ≤-97dBc/Hz@10Hz
[0148] ≤-127dBc/Hz@100Hz
[0149] ≤-150dBc/Hz@1kHz
[0150] ≤-155dBc/Hz@10kHz
[0151] ≤-157dBc/Hz@100kHz
[0152] ≤-157dBc/Hz@1MHz
[0153] 本发明的系统的性能指标要求中，性能的优选方案如下
[0154] QPSK调制器指标要求优选为：
[0155] a)调制方式:QPSK
[0156] b)幅度不平衡:优于1dB
[0157] c)相位不平衡:优于±3°
[0158] d)通道码速率：300Mbps
[0159] U载波指标要求优选为：
[0160] a)频率:48GHz
[0161] b)带内外杂波抑制:
[0162] 带内：优于60dBc(48GHz±200MHz)；
[0163] 带外：60dBc,后端接U输出滤波器4(QSXB117-3)后测试
[0164] a)谐波抑制：优于30dBc
[0166] L(100Hz)≤-60dBc/Hz
[0167] L(1kHz)≤-70dBc/Hz
[0168] L(10kHz)≤-80dBc/Hz
[0169] L(100kHz)≤-90dBc/Hz
[0170] 本发明中的功能模块优选方案如下：
[0171] U调制器应具有的功能优选如下：
[0174] 具有实现对I,Q两路各150MHzbps数据电平转换的功能
[0175] 提供输出状态遥测
[0176] 可输出≥-22dBm的QPSK调制信号
[0177] 满足调制载波的相位噪声
[0178] 根据以上主要功能，且考虑到调制器后端有线性化行波管放大器，设备应具有以下部件：DC/DC电源模块，开关机指令执行模块，数据接收处理模块，遥测电平生成模块，QPSK调制模块，保证调制载波相位噪声的载波产生模块和载波倍频模块。
[0179] 各模块的实现方式优选方案如下：
[0180] DC/DC电源模块采用西安分院微波技术研究所研制的PCB单板型的DC/DC模块，采用这种设计方案，可以适应+100V母线输入，提高可靠性，并将开关机控制、开关机遥测、电压遥测等功能设计在一块PCB板上。
[0181] 开关机指令执行模块采用了光电耦合器GH302，接受开关机指令的驱动控制，对整机的电路供电进行通断控制，实现开关机的遥控功能。
[0182] 遥测电平生成模块，采用直接限流电阻分压的方法。
[0183] QPSK调制模块，选择在U波段直接调制，与调制后再进行上变频的方法相比，这样做的优点在于减少了变频器和变频本振信号生成电路，降低了整机的复杂度，提高可靠性。
[0184] 调制载波生成模块，根据对相位噪声的分析，采用取样锁相电路，外供100MHz参考源，通过取样鉴相器直接鉴相到6000MHz,这样可以获得很好的相位噪声，并且在6000MHz本振输出后端加放大器，将其功率推饱和，使得本振输出功率稳定到20dBm。
[0185] 载波倍频模块，根据总体对可靠性要求，采用了无源8倍频电路，通过激励阶跃二极管，获得高次谐波，并进行隔离输出48GHz载波信号。但无源8倍频电路在温度下功率变化较大，总体在调制器后端使用了ALC+行波管放大器，使得系统的功率稳定。
[0186] 数据接收处理模块，由于数据处理器给调制器送I,Q两路各150MHz的LVDS数据，传输速率较高，无法使用FPGA处理，故通过CMOS器件进行电平转换来实现，但由于没有在调制器内部进行数据的重新采样比对，所以对数据处理器输出到调制器的I,Q两路的相位差有较高要求。
[0187] U波段QPSK调制器优选方案如下：
[0188] 采用ITT,AIRBORN低频连接器，853厂，Radiall的射频连接器。该单机由两个盒体组成，其中一个盒体为电源管理单元，完成一次电输入、DC/DC变换、二次电输出以及遥控遥测的发送和采集，另外一个盒体分别为调制器，完成电平转换、载波产生、放大、倍频、滤波及微波调制等功能。
[0189] U波段QPSK调制器单机产品包括XX-X卫星信号转发与数据传输分系统U调制器模块和电源管理模块。
[0190] 电源管理模块主要完成调制器一次电到二次电的转换以及开关机、遥控遥测的功能。
[0191] 调制器模块内部包括：二次电转换模块，电平转换模块、QPSK微波调制模块、C波段载波产生和放大模块和微波8倍频和滤波模块。其中外送100MHz参考频率，再经过取样锁倍，产生C波段载波信号，之后对C波段载波信号进行放大，送入微波8倍频之后进行带通滤波最后通过半刚性电缆送给调制器模块。输入接口电路完成LVDS数据的接收，电平转换，将数据变换为驱动调制器所需的电平。XX-X卫星信号转发与数据传输分系统U调制器将数据在U载波上直接调制，调制后形成的QPSK调制信号最终隔离输出。
[0192] 电源管理模块和调制器模块通过桥接电路板进行桥连。
[0193] 对U波段QPSK调制器各功能模块进行指标分解，表3列出优选的每一项指标与设计部位的具体对应关系。
[0194] 表3整机指标分解表
[0195]
[0196] 电源管理电路，优选方案如下：
[0197] 调制器电源电路单元接受指令信号控制，将母线输入100V电压变换为与母线隔离的3路输出电压+5V、-5V、+12V给调制器其它单板供电。
[0198] 本次方案是使用西安分院微波技术研究所研制的DC/DC模块，该模块是一个PCB单板型的DC/DC模块，采用这种设计方案，可以将开关机控制、开关机遥测、电压遥测等功能设计在一块PCB板上，并在其上设计两个连接器，连接器1用来连接整星配电控制器，连接器2用来连接盒体2。
[0199] 本设计方案采用的是降压式+推挽式的拓扑结构。开关电源中的功率变换部分有多种拓扑结构，常用的包括降压式、推挽式、半桥式、单端反激式、单端正激式、全桥式等。其中，降压式不具备隔离功能。
[0200] 微波所以往研制的电源大多采用推挽式结构。该结构的优点是：
[0202] 相关设计简单，无须去磁电路
[0203] 变压器加工简单，绕组同名端的判别比较容易。
[0204] 调制器电源优选采用推挽式的拓扑结构。但存在一个不足之处：当电源的输入电压在一个比较大的范围内变化时，变压器的初、次级绕组电压较高。这就意味着电源的功率开关器件的电压应力较高。
[0205] 优选在推挽式结构的输入端串联一个降压式结构来降低器件的电压应力，如图7所示，为DC/DC模块拓扑结构示意图。
[0206] 当电源的输入电压在93V-110V之间变化时，降压变换器在控制电路的控制下输出稳定在60V左右。这样，推挽变换器的输入电压就不再是一个范围而是一个点，从而降低开关器件的电压应力。
[0207] 需要说明的是本发明的方案与现有简单的将2个电源串联有很大区别：两个变换器公用输入滤波电路、输出整流滤波电路、控制电路。所以不会增加很多功耗。但采用低耐压的开关器件却能显著的提高效率。
[0208] 采用降压式+推挽式拓扑结构的还具有其他优点：
[0209] 对不同的输入电压有着很好的通用性
[0210] 输出端不用接储能电感，特别有利与多路输出
[0211] 便于输出端采用同步整流技术
[0212] 器件的选择和磁性元件的计算比较容易
[0213] 各部分电路的相关性小，可以分别调试，调试工作简单
[0214] 本发明中C波段本振电路，优选方案如下：
[0215] C波段载波电路使用取样锁相方案，优选如下。
[0216] 在锁相环设计中，本发明让晶振参考信号激励阶跃恢复二极管，从而转换成取样脉冲。该脉冲重复频率和品振完全一致，被直接送到取样鉴相器的门开关电路，周期性接通“开关”，当这一“开关”接通时，来自VCO的信号被送到保持电路(这叫取样)，该电压一直保持到“开关”再一次接通，如此持续进行，形成误差电压。误差电压经放大后送入环路滤波器进行滤波和再放大，然后去改变变容管偏置电压，控制振荡器输出频率，达到稳频的目的。
[0217] 取样锁相环由取样鉴相器、环路滤波器和扩捕电路组成。取样鉴相器把参考信号转换为重复频率与参考信号一样的窄脉冲，参考脉冲对CRO的正弦波进行取样，保持电路使采样的电压保持到下一周期。当CRO为参考频率的整数倍，并保持严格相位同步，取样鉴相器将输出一个稳定的直流电压，环路锁定；否则，离散的样品电压经保持电路将是一个连续的阶梯状差拍电压，对CRO频率进行牵引，直至锁定。取样锁相环属于模拟锁相环，其鉴相器不具有鉴频功能，因此当开机时CRO频率与参考频率相差很多，依靠环路的自捕获能力不能使环路锁定，需要引入辅助捕获电路，对CRO进行频率牵引，当CRO频率扫描到环路的快捕带时，依靠环路的自捕获能力实现环路锁定。
[0218] 为了将低频和射频在空间进行有效隔离，倍频电路由相互独立的两块单板——取样锁相电路、CRO及放大电路组成，每个单板配有独立的盖板。
[0219] 取样锁相电路主要由100MHz参考放大、取样鉴相器、环路滤波器及稳压电路组成。100MHz参考放大器、取样鉴相器、环路滤波器及扩捕电路主要由运放OP470及外围阻容元器件组成。
[0220] CRO及放大电路主要由压控振荡器CRO、C波段中功率放大器及定向耦合器组成。CRO优选采用X所的CROXXXS，其原理是采用同轴介质谐振器稳频取得低相噪，优选的电性能如下表4。
[0221] 表4CROXXXS电性能
[0222]
[0223]
[0224] 依据以上原理，首先采用取样锁相的方法将6000MHz的CRO锁定在100MHz的参考信号上，经8倍频后产生48GHz的载波信号，如图8所示
[0225] 相位噪声：采用取样锁相，48GHz的调制载波相噪预算见下表5所示。
[0226] 表5采用取样CRO，48GHz的调制载波相噪预算
[0227]
[0228] C波段放大电路，优选方案如下：
[0229] 由于8倍频器需要较大的(≥20dBm)的输入激励电平，因此选取一中功率放大器来完成将CRO输出的信号进行放大。对放大器的选取优选考虑以下方案：
[0230] 输出的P-1≥23dBm
[0231] 增益≥15dB
[0232] 增益稳定性优于±1dB
[0233] 功耗尽可能小
[0234] 基于以上四点要求，同时考虑在轨经历，优选的放大器为的指标分如下表7：
[0235] 表7优选的放大器电性能表
[0236]
[0237] 按照功耗尽可能小的要求，最终选取XXXX-6。为了保证散热良好，将放大器直接固定在机壳上。
[0238] 在取样锁相电路中，100MHz的外部参考源首先经过一个高通滤波器和放大器XXXX-4，如图9所示。
[0239] 放大后的信号通过变压器，进入取样鉴相器XXXXXX-H50，见图10所示。
[0240] 由于开机时CRO频率与参考频率相差过多导致自捕获能力不能使环路锁定，引入辅助捕获电路对CRO进行频率牵引，如图11所示：
[0241] 取样锁相电路的PCB板优选为一块28mm*102mm的FR-4基材PCB板。
[0242] 放大器XXXXX-4优选采用大面积焊接的方式焊接在PCB板的地上，100M参考输入使用SMA-KFD90型连接器，安装方式使用搭焊的方式焊接在PCB板上。
[0243] 在CRO及放大电路板中，控制电压入进入CROXXXS，CRO的输出进入放大器XXXX-6进行放大。
[0244] 放大器的输出端，优选设计一个耦合电路，对信号进行耦合，输出给取样锁相电路[0245] 由于放大器XXXX功耗较大，为解决其散热，采用将其直接安装在机壳上的方式进行安装。为此，在机壳上设计一个与放大器底面同样大小，与PCB板厚度同高的凸台[0246] 在PCB上开与放大器同样大小的方口，放大器用螺钉安装在凸台上，引脚向外直接引出，搭焊在PCB板上。
[0247] 8倍频电路，优选方案为：
[0248] 微波倍频器优选由输入阻抗变换器、输出滤波器，阶跃二极管等组成，如图12所示。倍频器是采用自偏压方式工作的，输入功率通过输入隔离器和输入阻抗变换器后加在阶跃二极管上，产生输入频率的高次谐波，通过输出滤波器选出想得到的8次谐波后，从输出隔离器输出，同时利用二极管产生的直流电压加在自偏置电阻R1上可以将二极管的直流工作点维持在一个较佳的范围，这样既提高了效率，又免去了外部供电的诸多不便，简化了设计。
[0249] 阶跃二极管为信息产业部X所生产的微波阶跃二极管XXX46，在XX-5、HY-1等型号中已经使用，经与X所设计人员沟通可以使用在U频段。输入输出滤波器和二极管自偏置电路被制作在陶瓷电路片上。
[0250] U带通滤波器电路，优选方案为：
[0251] 由于倍频器中的滤波器对其它谐波抑制不能满足要求，需要在倍频器后增加一个带通滤波器用来抑制倍频器产生的其他次数谐波，对7次和9次谐波抑制大于25dB。电路形式与倍频器中滤波器相同，采用平行耦合线形式。
[0252] U波段QPSK调制器，优选方案如下：
[0253] U波段QPSK调制器优选由两个BPSK调制器、同相功分器、正交功率合成器和两个基带低通滤波器组成。输入载波先经3dB同相功分器分为两路，然后两路载波再被I、Q两路BPSK调制器进行0/π调制，最后由90°移相合成器合成为QPSK调制信号输出。理想情况下，输出信号为无误差的四相调制信号。但实际的功分器和混频器都有一定的幅度和相位误差，而且两条支路的BPSK调制器也不可能做到完全一致。这些因素都会影响到调制器的调制精度。这也为电路形式的选择和加工精度提出较高要求。
[0254] 元器件方面，电路中只使用了一种元器件即BPSK调制器中的肖特基二极管，型号为XXXXX7(MACOM)，该型号二极管没有被其他型号使用过，且没有高等级产品。经与物资部沟通，可以经第三方筛选升级为宇航级产品。因此考虑使用此型号二极管。
[0255] U波段QPSK调制器优选方案的示意图如图13所示：
[0256] 二次电源电路，优选方案如下：
[0257] 电源处理电路的功能是将DC/DC模块送来的+12V、+5V、-5V二次电进行滤波，并将+5V变换成可供接口芯片使用的3.3V。
[0258] 低压差稳压器优选使用美国MSK公司生产的MSK5232-3.3HG型稳压器，该器件等级为H级，有多个型号成功在轨飞行的经历，性能稳定可靠。调制器中使用3.3V供电的器件只有LVDS接口器件，MSK5232-3.3HG可满足功率使用要求。
[0259] 滤波电路中使用的电感为自制电感，优选使用直径0.33的漆包线绕在磁环上，磁环为MAGNETIC公司生产的55035-A2型。该自制电感也已在FY-2、XX-6、XX-7等型号上使用过，有在成功在轨飞行的经历。
[0260] 电路中所有电容均使用串联设计，避免因电容短路造成的单机故障，以提高整机可靠性。
[0261] 电平转换电路，优选方案为：
[0262] 电平转换电路用于接收由数据处理器送来的数据。
[0263] 数据输入方式优选为：I、Q数据相对独立，每路数据速率为150Mbps。I、Q数据经过电平转换后，输入调制器对载波进行QPSK调制。
[0264] 接收到的LVDS信号I、Q信号如下：
[0265] 码速率：150Mbps
[0266] 电平：LVDS电平
[0267] 数据处理器直接发送I、Q两路150Mbps数据，由LVDS32接收后转为TTL电平，再经过LVDS31转换成为差分电平送入LMH6702，转换成双极性电平信号送入调制电路进行调制。
[0268] 电平转换电路优选采用TI的LVDS32。LVDS32完全满足单路150Mbps速率的要求。
[0269] 本发明中U调制器在结构设计上设计为完全密封的盒体以防止电磁泄漏，并采纳卫星总体对工程样机所提建议，将外盖板的螺钉加密。
[0270] 对于顶罩部分，在机壳上设计和外罩对插的凸台，以减小缝隙。外罩周围由8个螺丝将4周压紧，以增强EMC性能。
[0271] 本发明的调制系统经过测试，该产品经过预先核心部件的预先研究后，投产了工程样机的试验件。
[0272] 通过测试数据，可以看出以下三点：
[0273] (1)误码归零测试的测试结果为无误码，表明了此U频段的微波直接调制系统的功能正常，能用于航天任务中无线数据下传，且传输码速率一步到位为300Mbps,可以满足常规中等速率的无线信道对U波段微波直接调制器系统的要求。解决了U频段微波直接调制系统这一有无问题，具有较大意义。
[0274] (2)相位噪声的系统实际测试数据为：
[0275] ≤-78.83dBc/Hz@100Hz，满足指标要求小于-60dBc/Hz；
[0276] ≤-92.21dBc/Hz@1kHz，满足指标要求小于-70dBc/Hz；
[0277] ≤-101.92dBc/Hz@10kHz，满足指标要求小于-80dBc/Hz；
[0278] ≤-100.35dBc/Hz@100kHz，满足指标要求小于-90dBc/Hz；
[0279] 因此此实际数据表明U波段的低相位噪声电路的解决传统PLL的电路无法达到的低相位噪声的技术难题，提供了一种极高频率U波段的较低相噪的载波产生方案。由于相位噪声关系到U频段微波直接调制系统的调制性能，直接影响无线链路的误码率，此电路研制成功解决U波段直接调制系统的瓶颈，具有极大的工程价值。
[0280] (3)幅度、相位不平衡的系统实际数据分别为：0.38dB/2.8°(A机)，0.24dB/0.72°(B机)，满足系统的1dB/4°的要求。而在幅度、相位指标为1dB/4°情况下，引入的调制损失基本可以小于1dB。因此此实际测试数据表征此U波段直接调制系统具有良好的调制性能。同时也说明了极高频率的毫米波QPSK直接版图的机电一体化设计的成功性。也说明了双极性数据电平工作正常；U波段调制器幅相不平衡测试结果如表8所示表8U波段调制器幅相不平衡测试结果
[0281]
[0282] 本发明设计的一种U频段微波直接调制系统，实现了基带数据调制到40～60GHz载波上，从而能够使用U频段进行卫星星地、星间的无线数据传输功能，解决了U频段发射设备有无问题，本发明设计的一种U频段微波直接调制系统，为一种级联式的U频段低相位噪声的载波产生方案，最终产生U频段载波的相位噪声及其谐波、杂波能够满足发射要求，实测在E-7误码率下对不会引起调制损失，U频段载波指标良好。
[0283] 本发明的一种U频段微波直接调制系统，其中U频段的QPSK直接调制电路，基于肖特基二极管的BPSK移相器、微带-槽线-微带过度结构、Lange电桥、Wilkinson合成器在陶瓷片上经过精巧设计，版图投产后电装后能够产生U频段的QPSK调制信号。调制性能满足幅度不平衡≤0.5dB,相位不平衡≤2°的指标要求、性能优良，填补国内空白。
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