技术领域
[0001] 本
发明属于采用
正交频分复用信号(OFDM)的无线通信技术领域，具体涉及一种基于分组线性组合的降低OFDM信号峰均功率比的方法。
背景技术
[0002] 在移动无线信道中，信号从发射天线经过一个时变多径信道到达接收天线，会产生
时间选择性衰落和
频率选择性衰落。信道的时变特性引起信号
频谱的展宽，导致多普勒(Doppler)效应，造成信号随时间呈选择性衰落。根据多径信道在频域中表现出的
频率选择性衰落特性，人们提出了正交频分复用(OFDM)技术。OFDM技术是指将频域分割成多个子信道，各相邻子信道间相互正交重叠，从而提高频谱的利用效率。可见，OFDM一方面能够克服频率选择性衰落；另一方面，取小于相干时间的一段时间间隔作为一个OFDM符号的持续时间，从而可以大大降低信道的时间选择性衰落对传输系统的影响。
[0003] 然而，OFDM技术仍然存在一些重要问题没有得到很好地解决。其中一个难点和关键技术就是如何对高峰均功率比(
峰值功率和
平均功率之比)的控制。由于OFDM信号是由多个
子载波信号
叠加而成，与恒包络信号如单载波信号相比，OFDM信号的峰均功率比将是非常的高。如果信号的峰均功率比很高，发射机功率
放大器的线性动态范围将要求很宽。线性动态范围宽的
功率放大器，将使得发射机的成本大大增加。线性动态范围低的功率放大器虽然可以降低成本，但发送信号将会严重失真，从而导致系统性能的严重下降。因此，为了降低OFDM信号对发送功率放大器的要求，需要降低OFDM信号的峰均功率比。
[0004] 目前，人们提出了很多方法来降低OFDM信号的峰均功率比。其中，部分序列传输(Partial Transmit Sequences)技术是一种有效的方法。假设OFDM系统的子载
波数为N，则一个OFDM频域信号X包含N个调制符号，X＝[X(0)，X(1)，...，X(N-1)]。部分传输序(v)列的主要思路可概述为：将已调制的频域信号X分为V个互不相交的频域子序列，为{X ，v＝0，1，...，V-1}，每个子序列的长度仍为N，即每个子序列包含 个不为零的调制符号，其它的都用零来填充，即
[0005]
[0006] 这里，子序列数V≥2，V的取值是由OFDM系统信号的峰均功率比需要的降低量确定的，一般而言，V取4、8或16。然后，对每个频域子序列进行N点的快速傅里叶逆变换(v) (v) (v) (v)(IFFT)运算，即x ＝IFFT(X )。对每一个x 乘以
相位旋转因子b 并求和，则
[0007]
[0008] 为了便于将相位旋转因子发送至接收端，b(v)一般在{1，-1，j，-j}四个离散值中选取，其中 遍历所有可能的4V个相位旋转因子b(v)的值，从而得到不同的时域信号x，在这些时域信号里选择峰均功率比最小的信号发送出去。
[0009] 可见，虽然部分传输序列方法可以有效地降低峰均功率比，但是，当需要获得比较大的峰均功率比降低量的时候，就需要增加分组数V，从而产生很多的候选信号，并且计算每一个候选信号的峰均功率比，选择最小的作为发送。由于计算复杂度随分组数V呈指数级增加，这样会使计算复杂度很高。
发明内容
[0010] 针对
现有技术中降低峰均功率比的方法复杂度高的缺点，本发明提出了一种新的降低OFDM系统信号峰均功率比的方法，该方法在降低峰均功率比的同时，大大降低了计算复杂度。
[0011] 本发明提供了一种降低OFDM系统信号峰均功率比的方法，该方法包括以下步骤：
[0012] (1)将输入的比特流进行编码、交织和调制，得到频域数据信号；
[0013] (2)在频域数据信号中按照梳状模式插入导频符号，得到频域序列X＝{X(k)，k＝0，1，...，N-1}，其中，N为OFDM系统的总子载波数，k表示子载波序号；并对频域序列X进行N点快速傅里叶逆变换，得到时域序列x＝[x(0)，x(1)，...，x(N-1)]；
[0014] (3)将频域序列X经
串并转换后，按照毗邻的方式分割成长度相等的V个频域子(v)序列{X ，v＝0，1，...，V-1}，其中，v表示频域子序列的序号，V表示频域子序列的个数，
2≤V＜N；
[0015] X(v)＝[X(v)(0)，X(v)(1)，...，X(v)(N-1)]，
[0016]
[0017] (4)对每个频域子序列X(v)进行N点快速傅里叶逆变换，得到相应的时域子序列(v) (v) (v) (v)x ＝[x (0)，x (1)，...x (N-1)]；
[0018] (5)对时域序列x进行降低峰均功率比处理，具体包括以下子步骤：
[0019] (5.1)令xl＝x，
迭代次数l＝0；
[0020] (5.2)对xl进行剪切，得到剪切信号xc，l＝[xc，l(0)，xc，l(1)，...，xc，l(N-1)]；
[0021] (5.3)将剪切信号xc，l投影到由所有时域子序列{x(v)，v＝0，1，...，V-1}组成的(0) (1) (V-1) (v)线性空间L(x ，x ，....，x )上，之后按如下公式计算，得到每个时域子序列x 的相(v)
位旋转因子al ，
[0022]
[0023] 其中，n＝0，1，...，N-1，*代表共轭；
[0024] (5.4)将每个时域子序列x(v)分别乘以对应的相位旋转因子al(v)，并将结果叠加得到线性组合信号
[0025] (5.5)计算新线性组合信号 松弛因子λl按如下公式计算：
[0026]c
[0027] 其中，f(n)＝xc，1(n)-x(n)，n＝0，1，...，N-1，I为设定的迭代最大次数，λ 为c一常数，λ ∈[1，2]；
[0028] (5.6)计算新线性组合信号xSLC的峰均功率比PAPRSLC，判断是否PAPRSLC≤PAPR0，其中PAPR0为设定的目标峰均功率比，若是，则迭代终止，进入步骤(6)；若否，则令l＝l+1，xl＝xSLC，转入步骤(5.2)；
[0029] (6)将降低了峰均功率比的时域序列经
并串转换后，发送到接收端。
[0030] 本发明提出了一种降低OFDM系统的信号峰均功率比的方法，该方法通过迭代投影产生相位旋转因子序列，每次迭代都可以有一定的峰均功率比降低量，若干次迭代以后获得比较大的峰均功率比降低量，和传统部分序列传输方法比，在需要较大峰均功率比降低量时，所需计算复杂度会有很大的降低。在接收端，利用已有的分段信道估计的方法恢复出发送端使用的相位旋转因子序列，保证了误码率不受影响。经过仿真实验验证，在需要较大峰均功率比降低量时，本发明所述方法的计算复杂度能够得到较大的降低。
附图说明
[0031] 图1是本发明所述的OFDM系统发送机端的系统
框图；
[0032] 图2是本发明中所述的迭代降低OFDM信号峰均功率比方法的框图；
[0033] 图3是本发明所述的OFDM系统接收机端的系统框图。
具体实施方式
[0034] 下面结合附图和实例对本发明进一步说明。
[0035] 如图1所示，设该OFDM系统的总子载波数为N，k表示子载波序号，定义系统频域信号为X＝{X(k)，k＝0，1，...，N-1}，该信号被分为V个子
块(2≤V＜N)，V的取值是由OFDM系统信号的峰均功率比需要的降低量确定的，一般V取4、8或者16。
[0036] 本发明所述的降低OFDM系统均峰功率比的方法，包括如下步骤：
[0037] (1)将输入的比特流进行编码、交织和调制，得到频域数据信号；
[0038] (2)在频域数据信号中按照梳状模式(comb type)插入导频符号，即当(i＝1，2，...，2V)时，插入导频符号，得到频域序列X，对X进行N点快速傅
里叶逆变换，得到时域序列x＝[x(0)，x(1)，...，x(N-1)]；
[0039] (3)将X经串并转换后，按照毗邻的方式分割成长度相等的V个频域子序列X(v)，(v) (v) (v) (v)其中X ＝[X (0)，X (1)，...，X (N-1)]，
[0040](v)
[0041] 因此有 频域子序列X 中包括数据信号、导频符号和0。
[0042] (4)对每个频域子序列进行N点的快速傅里叶逆变换，得到相应的时域子序列(v)x ，其中
[0043] x(v)＝[x(v)(0)，x(v)(1)，...x(v)(N-1)]；
[0044] (5)如图2所示，按照步骤(5.1)到(5.6)对时域序列x进行降低峰均功率比处理。设PAPR0为目标峰均功率比，通常设定范围为5～9dB；A0为预先设定的剪切
门限，通常设定范围为5～15dB，具体根据所选调制方式确定，I为相应的迭代最大次数，一般通过仿c c真实验确定，λ 为一常数，满足λ ∈[1，2]；
[0045] (5.1)令xl＝x，迭代次数l＝0；
[0046] (5.2)对时序序列xl进行剪切处理得到剪切信号xc，l，xc，l＝[xc，l(0)，xc，l(1)，...，xc，l(N-1)]，所述的剪切处理，是指：
[0047]
[0048] 其中，xl(n)为xl中的第n个元素，n＝0，1，...，N-1，N表示OFDM系统的总子载波数，θ(n)为xl(n)的相位，A0为剪切门限； xc，l(n)为剪切以后的时域序列。
[0049] (5.3)将剪切信号xc，1投影到由所有时域子序列{x(v)，v＝0，1，...，V-1}组成的(0) (1) (V-1)线性空间L(x ，x ，....，x )上，之后按如下公式计算每个时域子序列的相位旋转因子：
[0050]
[0051] 其中，n＝0，1，...，N-1，*代表共轭；||代表绝对值；
[0052] (5.4)将每个时域子序列x(v)分别乘以对应的相位旋转因子al(v)，并叠加得到线性组合信号 即
[0053] (5.5)计算新线性组合信号 松弛因子λl按如下公式计算，
[0054]
[0055] 其中，f(n)＝xc，1(n)-x(n)，n＝0，1，...，N-1，λc为一常数，λc∈[1，2]；
[0056] (5.6)计算新线性组合信号xSLC的峰均功率比PAPRSLC，判断是否PAPRSLC≤PAPR0，若是，则迭代终止，进入步骤(6)；若否，则令l＝l+1，xl＝xSLC，转入步骤(5.2)。
[0057] (6)将降低了峰均功率比的时域序列经并串转换后，发送到接收端。
[0058] 下面对接收端的信息处理方法进行说明，如图3所示。
[0059] (a)对接收到的信号经过串并转换，快速傅里叶变换(FFT)、并串转换之后，得到接收端频域序列Y，
[0060] Y＝{Y(k)，k＝0，1，...，N-1}；
[0061] (b)按上述步骤(3)中相同的方式，将Y分割为V个接收端频域子序列{Y(v)，v＝0，1，...，V-1}，
[0062]
[0063] 其中，H(k)表示在第k个子载波上信道频域响应值，W(k)为在第k个子载波上高斯白噪声的频域值；
[0064] (c)v取值从0至V-1，按照步骤(c1)至(c2)计算V个接收端频域子序列内的所有数据符号：
[0065] (c1)定义虚拟信道频率响应 为 利用式(c1)来计算：
[0066]
[0067] 其中， 表示在第 个子载波上的频域信号值， 表示第v个接收端频域子序列中第i个导频符号(i＝1，2，...，2V)，所有导频符号的
位置和值在接收端是已知的；
[0068] 通过式(c1)，将第v个接收端频域子序列中所有导频符号位置上的虚拟信道频率响应都计算出来，利用已得导频符号位置上的虚拟信道频率响应值，通过插值得到在第v个接收端频域子序列的数据符号所在的子载波处的虚拟信道频率响应，若采用线性插值，则第v个接收端频域子序列的数据符号子载波上虚拟信道频率响应由下式得到，即[0069]
[0070]
[0071] 其中，kv是第v个接收端频域子序列中数据符号的位置，
[0072] 若采用其他插值方法，则计算公式有所差别，本发明对插值方法不做要求；
[0073] (c2)接收端利用虚拟信道频率响应 来计算第v个接收端频域子序列的数(v)
据符号D′(k )：
[0074] D′(k(v))＝Yv(k(v))/H′(k(v))；
[0075] (d)将步骤(c)得到的V个接收端频域子序列内的数据符号按照子载波序号的大小合并成一个序列，再将该序列经过解调、去交织和解码得到输出的比特流。
[0076] 根据本发明所述方法中产生相位旋转因子的过程可以看出，本发明提出的方法由于是直接计算V个相位旋转因子的值，其复杂度随V增长呈线性增长，并且经过分析，每次迭代所需复杂度也并不是很高，迭代次数也不会很大，这样总的计算复杂度会比传统的部分序列传输方法随V增长呈指数增长的复杂度低很多。
[0077] 本发明的
实施例采用如下具体参数方案：OFDM系统的子载波数为64，分组数为8，导频数为16，
输入信号为
正交相移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)调制的c信号，剪切门限设为2.0，λ ＝1.95，目标峰均功率比为PAPR0＝6.0dB，对应最大迭代次数为I＝20。
[0078] 通过仿真结果显示，在互补累计分布函数CCDF＝10-3时，降低OFDM信号的峰均功率比为4.3dB时，本发明所述的方法所需实数加法次数和部分序列传输方法比降低99.68％，所需实数乘法次数和部分序列传输方法比降低97.66％。
[0079] 以上为本发明的一个实例而已，但本发明不应该局限于该实例和附图所公开的内容。所以凡是不脱离本发明所公开的精神下完成的等效或
修改，都落入本发明保护的范围。
