MCM是这样一种方案，其中在宽频带中的正交子载波上而不是单个载波 上并行发送数据。MCM方案包括DMT(离散多音调)与OFDM(正交频分 复用)。
因为MCM通信系统在子载波上发送数据，所以多载波调制信号的幅度 为子载波的幅度之和。因此，多载波调制信号的幅度变化很大，并且其PAPR 与子载波数目成正比地增加。当子载波具有相同相位时，PAPR非常高。结 果，信号超过发射器中高功率放大器(HPA)的线性工作范围，并且在HPA 中进行处理之后信号会产生失真。为了减少信号失真，可以通过扩大HPA的 线性范围，使得所有信号都线性工作，或者可以通过降低其工作点(补偿)， 使非线性HPA在线性范围中工作。但是，这些方法具有成本增加或者功率效 率下降的缺点。
因此，已经提出了许多PAPR降低技术。例如，对OFDM信号简单而广 泛地进行削波。当信号幅度大于预定电平时，将其削波到不超过预定电平。 另外，还提出了用预定码进行编码以避免具有相同相位的子载波、码元加扰 等等。
削波是一种信号失真，其对BER(误比特率)有不利的影响，由此降低 BER性能。另外，其他方法难于实现，并且需要复杂的处理。因此，它们不 适合用于便携式终端。

设计本发明以至少基本解决以上问题和/或缺点，并且至少提供以下优 点。因此，本发明的目的在于提供用于PAPR降低的发射与接收装置，其抑 制BER性能下降并且容易实现，以及其自适应PAPR控制方法。
本发明的另一目的在于提供用于PAPR降低的发射与接收装置，其抑制 BER性能下降并且适用于便携式终端，以及其自适应PAPR控制方法。
以上以及其他目的通过提供用于PAPR降低的发射与接收装置及其自适 应PAPR控制方法来实现。在发射之前，发射装置利用映射函数来限制多载 波调制信号的峰值，其中所述映射函数使输出值随输入值增加并使输出值收 敛于预定值。
接收装置接收限峰后的信号(peak-limited signal)，利用映射函数的逆映射 函数(demapping function)来恢复信号的峰值，并且根据所使用的多载波调制方 案，从恢复了峰值的信号中恢复数据。
根据自适应PAPR控制方法，可以根据子载波调制方案，为映射函数与 逆映射函数可变地设置比例因子(scaling factor)。
附图说明
从以下结合附图的详细描述中，本发明的以上以及其他目的、特征、与 优点将更清楚，其中：
图1为显示根据本发明实施例的发射装置的方框图；
图2为显示应用于本发明的示范性映射函数的曲线图；
图3为显示根据本发明实施例的接收装置的方框图；
图4为显示相对于比例因子的变化，映射函数的示范性映射区域的曲线 图；
图5与6为相对于比例因子的变化，比较调制方案的性能的曲线图；
图7为显示根据本发明实施例的基站(BS)中的发射/接收装置的方框图；
图8为显示在如图7所示的控制器中的自适应PAPR控制操作的流程图；
图9为显示根据本发明实施例的便携式终端中的发射/接收装置的方框 图；
图10为显示在如图9所示的控制器中的自适应PAPR控制操作的流程图； 和
图11为显示PAPR测量器的方框图。

以下将参照附图详细描述本发明的优选实施例。在以下描述中，不详细 描述公知的功能或者构造，原因在于它们会以不必要的细节混淆本发明。
图1为显示根据本发明实施例的发射装置的方框图。该发射装置以多载 波调制方案工作。优选地，该发射装置为基于IEEE(电气电子工程师协会) 802.16e的OFDM发射装置。即，根据本发明的实施例，在OFDM调制器100 与发射器104(它们是现有IEEE802.16eOFDM发射装置中的组件)之间实 现限峰器(peak limiter)102。
参照图1，在OFDM调制器100中，编码器106利用FEC(前向纠错) 码编码要发射的数据比特，交织器108交织码码元。映射器110通过QPSK (四相相移键控)、16QAM(正交幅度调制)、或者64QAM将交织后的码元 调制到子载波上。子信道分配器112将调制后的码元分配到预定的子信道， 导频插入器114将导频插入到子信道分配器112的输出，并且IFFT(快速傅 立叶逆变换器)116对插入了导频的信号进行快速傅立叶逆变换。因此，生 成了OFDM调制信号。
虽然常规OFDM发射装置将OFDM信号直接从IFFT116馈送到发射器 104，但是根据本发明，将OFDM信号通过限峰器102施加到发射器104。限 峰器102利用使输出电平随输入电平增加且将输出电平收敛于预定电平的映 射函数来限制OFDM信号的峰值功率。限峰后的OFDM信号通过发射器104 发射。
所述映射函数可以为指数函数或者对数函数，通过所述函数，输出电平 随输入电平增加，并且收敛于预定电平。根据本发明的实施例，使用双曲正 切函数(tanh)作为映射函数。
图2为显示应用于本发明的映射函数的示例的曲线图。限峰器102从IFFT 116接收的OFDM信号的电平以x表示。对于输入电平x，其输出电平y为 tanh(x)。由此，该曲线图是关于y＝tanh(x)。
参照图2，在x增加时，y收敛于-1或1。因此，y不超过预定电平。根 据x的电平，y具有线性区域200或者非线性区域202或204。当x为线性区 域200内的相对小的值时，y随x线性地变化。但是，如果x为非线性区域 202或204内的相对大的值，则y随x非线性地变化。
因此，使用具有以上特性的tanh(x)作为用于限峰器102从IFFT116 接收的OFDM信号的映射函数使得限峰器102能够输出具有等于或者小于预 定门限的相对低电平的OFDM信号，即使输入的OFDM信号具有高幅度也 如此。限峰降低了PAPR。
另外，因为只使用映射函数来限制OFDM信号的峰值，所以容易实现限 峰。虽然上述削波方法在预定电平处削去信号幅度(如果其高于预定电平的 话)、由此增加了信号失真，但是本发明的限峰依赖于映射函数的非线性特性， 由此减少了信号失真，从而抑制了BER性能下降。
图3为显示根据本发明实施例的接收装置的方框图。该接收装置以多载 波调制方案工作。优选地，该接收装置为基于IEEE802.16e的OFDM接收装 置。即，根据本发明的实施例，在接收器300与OFDM解调器304(它们是 现有IEEE802.16eOFDM接收装置中的组件)之间添加峰值恢复器302。
参照图3，接收器300从如图1所示的发射装置接收具有由限峰器102 对其进行了限制的峰值的信号。峰值恢复器302利用映射函数tanh(x)的逆映 射函数tanh-1(x)，恢复来自接收器300的OFDM信号的峰值。
在OFDM解调器304中，FFT(快速傅立叶变换器)306对从峰值恢复 器302接收的OFDM信号进行快速傅立叶变换，均衡器308对FFT信号的信 道失真进行补偿，逆映射器310解调补偿后的信号，解交织器312解交织解 调后的信号，以及解码器314解码解交织后的信号。因此，恢复了原始数据 比特。
如上所述，图1所示的发射装置在发射之前，利用映射函数来限制OFDM 信号的峰值，由此降低PAPR。图3所示的接收装置在OFDM解调之前，利 用逆映射函数来恢复OFDM信号的峰值，由此降低常规削波方法所遇到的 BER性能下降。通过在发射装置与接收装置中分别对OFDM信号应用映射函 数与逆映射函数，容易实施峰值限制与恢复。因此，该峰值限制与恢复容易 适用于便携式终端。
另外，通过试验，本发明的发明人已经确定：BER性能随限峰器102中 对于x的映射函数tanh(x)的映射区域而变化。具体地，为了最小化BER 性能下降，优选地，根据在图1的OFDM发射装置中使用的子载波调制方案 (即QPSK、16QAM、和64QAM)之一，适当地调整tanh(x)的映射区域。 需要比例因子来调整tanh(x)映射区域。通过设置比例因子a，映射函数的 输出值y为tanh(ax)。
随比例因子a变化的映射区域的例子如图4所示。参照图4，a1、a2、a3 表示由比例因子a确定的映射区域。如果a＝100，则映射区域为al；如果a＝150， 则映射区域为a2；如果a＝200，则映射区域为a3。
对于QPSK、16QAM、和64QAM，通过改变tanh(ax)的比例因子a 来对BER性能进行仿真。仿真结果显示QPSK、16QAM、64QAM分别在比 例因子200、150、100下呈现最佳BER性能。
图5与6示范性地显示了BER性能仿真。图5显示了当子载波调制为 16QAM时的BER性能，而图6显示了当子载波调制为64QAM时的BER性 能。在图5与6中，在BER对载波噪声比(C/N)方面，将“原始的16QAM” 与比例因子100、150、和200下的16QAM比较，并将“原始的64QAM”与 比例因子100、150、和200下的64QAM比较。原始的16QAM与原始的64QAM 为没有应用映射函数的16QAM与64QAM。
参照图5，对于16QAM，当比例因子为150时，BER性能比当比例因子 为100或200时更接近原始的16QAM的BER性能。
因此，对于16QAM，比例因子150提供了最佳BER性能。参照图6， 对于64QAM，当比例因子为100时，BER性能比当比例因子为150或200 时更接近原始的16QAM的BER性能。因此，对于64QAM，比例因子100 提供了的最佳BER性能。
图5与6的仿真是在AWGN(加性白高斯噪声)信道上进行的，以设置 接近真实的通信环境。理想情况下，没有AWGN信道，就没有BER损失。 另外，如果使用除tanh之外的映射函数，则改变提供最佳BER性能的比例因 子a。
图7为显示根据本发明另一实施例的基站(BS)中的发射/接收装置的方 框图。将根据本发明的、通过利用依赖于子载波调制的可变比例因子的自适 应PAPR控制应用到IEEE802.16e通信系统中BS的发射/接收装置。只示意 性地显示了在以OFDM工作的BS的发射/接收装置中对本发明的说明必需的 模块。该发射/接收装置进一步包括OFDM调制器400与发射器404之间的限 峰器402，以及接收器408与OFDM解调器412之间的峰值恢复器410。OFDM 调制器400与OFDM解调器412在配置上分别类似于图1所示的OFDM调 制器100与图3所示的OFDM解调器304。
参照图7，限峰器402与图1的限峰器102不同，限峰器402在控制器 406的控制下，利用根据子载波调制方案使用可变比例因子的映射函数，限 制从OFDM调制器400接收的OFDM信号的峰值。峰值恢复器410与图3 所示的峰值恢复器302不同，峰值恢复器410在控制器406的控制下，利用 根据子载波调制方案使用可变比例因子的逆映射函数，恢复从接收器408收 到的OFDM信号的峰值。子载波调制方案为根据IEEE802.16e的三种子载波 调制之一，即QPSK、16QAM、以及64QAM之一。
图8为显示根据本发明实施例的、在控制器406中的自适应PAPR控制 操作的流程图。参照图8，在步骤500中，控制器406确定在OFDM调制器 400中使用QPSK、16QAM、以及64QAM中的哪一个子载波调制方案，并 且在步骤502中，确定对应于所确定的子载波调制方案的比例因子。例如， 控制器406为QPSK选择比例因子200、为16QAM选择比例因子150、以及 为64QAM选择比例因子100。
在步骤504中，控制器406为限峰器402与峰值恢复器410设置所确定 的比例因子作为映射函数与逆映射函数的比例因子。然后在步骤506中，控 制器406发射/接收去向/来自具有如图9所示的发射/接收装置的便携式终端 的OFDM信号。因此，根据子载波调制方案，限制发射的OFDM信号的峰 值，并且根据子载波调制方案，恢复接收的OFDM信号的峰值。
图9为显示根据本发明另一实施例的便携式终端中的发射/接收装置的方 框图。将根据本发明的、通过利用依赖于子载波调制的可变比例因子的自适 应PAPR控制应用到IEEE802.16e通信系统中的便携式终端的发射/接收装 置。如上所述，只示意性地显示了在以OFDM工作的便携式终端的发射/接收 装置中对本发明的说明必需的模块。该发射/接收装置进一步包括接收器600 与OFDM解调器604之间的峰值恢复器602，以及OFDM调制器608与发射 器612之间的限峰器610。OFDM调制器608与OFDM解调器604在配置上 分别类似于图1所示的OFDM调制器100与图3所示的OFDM解调器304。
参照图9，限峰器610与图1的限峰器102不同，限峰器610在控制器 606的控制下，利用根据子载波调制方案使用可变比例因子的映射函数，限 制从OFDM调制器608接收的OFDM信号的峰值。峰值恢复器602与图3 所示的峰值恢复器302不同，峰值恢复器602在控制器606的控制下，利用 根据子载波调制方案使用可变比例因子的逆映射函数，恢复从接收器600接 收的OFDM信号的峰值。
图10为显示根据本发明实施例的、在控制器606中的自适应PAPR控制 操作的流程图。参照图10，在步骤700到706中，控制器606确定将QPSK、 16QAM、以及64QAM中的哪一个子载波调制方案应用于当前接收的OFDM 信号。根据IEEE802.16e，从在接收自BS的第一下行链路帧中包含的数据中， 知道了子载波调制方案。在第一下行链路帧中，DL(下行链路)帧前缀包括 Rate_ID、No_OFDM_symbols、No_subchannels、以及Prefix_CS。Rate_ID(速 率ID)指示子载波调制方案、以及用于DL_MAP的编码速率(调制/编码)， 如表1所示。优选地，该便携式终端包括表1所列的信息。编码速率指在如 图1所示的发射装置的编码器106中使用的编码速率。
(表1)
    Rate_ID     调制/编码     0     QPSK1/2     1     QPSK3/4     2     16QAM1/2     3     16QAM3/4     4     64QAM2/3     5     64QAM3/4     6-15     保留
当便携式终端开始与图7所示的BS的发射/接收装置通信时，控制器606 在步骤700中接收第一下行链路帧中的接入点(AP)前导(preamble)，在步骤 702中接收随后的DL帧前缀，在步骤704中检查DL帧前缀中的Rate_ID， 并且在步骤706中参照表1来确定对应于Rate_ID的子载波调制方案。
由OFDM解调器604从OFDM信号中恢复Rate_ID，并且将其提供给控 制器606。因为便携式终端无法知道接收的OFDM信号的子载波调制方案， 直到其确定对应于Rate_ID的子载波调制方案，所以不设置逆映射函数的比 例因子。因此，在确定子载波调制方案之前，控制器606将比例因子设置为 对应于QPSK、16QAM、以及64QAM中的预定的一个的值，或者在缺省模 式下设置为任意其他预定值。
在步骤708中，控制器606确定对应于所确定的子载波调制方案的比例 因子。例如，控制器606为QPSK选择比例因子200、为16QAM选择比例因 子150、以及为64QAM选择比例因子100。在步骤710中，控制器606为限 峰器610与峰值恢复器602设置所确定的比例因子作为映射函数与逆映射函 数的比例因子。然后在步骤712中，控制器606发射/接收去向/来自具有图7 所示的发射/接收装置的BS的OFDM信号。因此，根据子载波调制方案，限 制发射的OFDM信号的峰值，并且根据子载波调制方案，恢复接收的OFDM 信号的峰值。
作为参考，利用如图11所示的PAPR测量器测量应用本发明的自适应 PAPR控制的发射/接收装置的PAPR的变化。参照图11，具有上述映射函数 的物理层仿真器800生成OFDM比特流。其是Agilent的CAD(计算机辅助 设计)工具的ADS(先进设计系统)802为OFDM比特流输入生成I与Q比 特。其是Agilent的RF(射频)信号发生器的ESG(电子信号发生器)804 将I与Q比特上变频到CDMA(码分多址)频带中的1.95GHz的RF频率。 Agilent的RF发射器806在0.1％的CCDF(互补累积分布函数)的情况下测 量RF信号的PAPR。在这种配置下对PAPR的测量使得ESG804能够达到 RF频率与RF功率，由此导致与实际发射设备的发射器中通过利用功率放大 器而达到的效果相同。因此，该环境下的PAPR测量最接近于实际的PAPR 测量。
以下表2列出对于QPSK、16QAM、和64QAM的PAPR测量，其每个 都在比例因子100、150、200下进行。在表2中，“a”表示比例因子，“原始” 表示没有向其应用映射函数的调制。
(表2)
 原始  a＝100  a＝150  a＝200  QPSK  8.30dB  7.63dB  7.14dB  6.73dB  16QAM  8.32dB  7.64dB  7.17dB  6.75dB  64QAM  8.34dB  7.67dB  7.19dB  6.75dB
从表2可以看出，对于QPSK，当a＝200时，PAPR＝6.73dB。因此与“原 始”相比，获得的1.57dB的增益。对于16QAM，当a＝150时，PAPR＝7.17dB。 相对于“原始”，产生了1.15dB的增益。对于64QAM，当a＝100时， PAPR＝7.67dB，相对于“原始”，产生了0.67dB的增益。
因此，与当只使用映射函数而没有可变比例因子时的情况相比，用以根 据所使用的子载波调制方案优化BER性能的自适应PAPR控制进一步减少了 PAPR，并且使BER性能下降最小化。
虽然参照本发明的特定优选实施例显示并且描述了本发明，但是它们只 是示范性的应用。具体地，虽然在本发明的实施例中、在OFDM的情况下描 述了多载波调制，但是本发明也可以用于利用例如DMT的任意其他MCM通 信系统。
另外，映射函数tanh可以被不同的映射函数所替换，只要其使输出电平 随输入电平增加、并且使输出电平收敛于预定电平即可。因此，当改变映射 函数或者应用本发明的通信系统、或者所使用的子载波调制方案时，可以相 应地调整比例因子。
另外，虽然图7与9所示的发射/接收装置利用映射函数限制发射的 OFDM信号的峰值、并且利用逆映射函数恢复接收的OFDM信号的峰值，但 是当发射装置与接收装置相分离时，也可以相同的方式进行峰值限制与峰值 恢复。如果BER性能不重要，则接收装置可以在没有峰值恢复器的情况下工 作。
因此，本领域技术人员应该理解：在不脱离权利要求限定的本发明的精 神与范围的前提下，可以进行形式与细节的各种修改。