在TD-SCDMA多频点通信系统的小区中，由于需要发射的多频点信号在 数字中频将进行合并，以便在后续的射频通道中共用一套发射机进行发射，因 此在天线发射端就会出现由于峰峰迭加产生较强的信号峰均比PAPR(peak to average power raio，峰值功率与均值功率之比值)。峰值功率太大，很容易使 射频发射到非线性区，从而产生较强的ACLR(Adjacent Channel Leakage power Ratio，ACLR，发射机的邻信道泄露功率比)，进而降低系统性能。如果不想 造成非线性失真，发射信号的功率必须小于1dB压缩点，这就要求信号的平均 功率降得很低，但是这种情况下，功放的效率就会降低，同时射频发送的信号 功率不能达到物理层要求的DB数，从而使得基站的覆盖范围缩小，用户的信 号功率受损。并且，高的峰均比会导致D/A转换器的动态范围变小，如果使用 高阶数的D/A转换器，成本将会大大提高，如果使用阶数低的D/A变换器，量化 噪声会加大。
现有技术中提出三种降低峰均比的方法：削波法、序列选择法和相位幅 度变换法。在TD-SCDMA标准多频点系统中，序列选择法实现起来复杂，通 常不予采用。削波法是对功率过高的峰值进行削除，容易产生非线性失真。 其中有一种时域削峰频域滤波法，此种方法首先使用硬判法，将超过功率门限 的数据进行硬切，然后使用滤波器削除硬切造成的非线性失真。但是，这种 方法非线性失真并不能完全削除，仍然会导致很大的频谱泄漏。
相位幅度变换法虽然不产生非线性失真，但是如果要使得每一次旋转后峰 均比最优，必须进行大量的计算并且需要传递边带信息，延时较大且处理复杂， 传送边带信息还容易产生误码扩散。在相位变换法的基础上针对TD-SCDMA 标准多频点系统，现有技术又公开了改进的方法：
通过不同频点采用不同的midamble码移位来降低峰值出现的概率。此种 方法虽然有效的克服了midamble码的功率相对于数据部分功率过高的问题， 但是削除的功率很有限，并且依然不能解决一个时隙内数据部分峰均比过高 的问题。

本发明的目的在于提供削除峰值功率的方法，以解决现有TD-SCDMA多 频点通信系统中降低天线发射端的峰均比过高的技术问题。
为解决上述问题，本发明公开一种削除峰值功率的方法，包括：
(1)经调制扩频后的每一路数据的每一时隙上插入训练序列码，不同频点 的训练序列码进行不同的相位偏转，再对前述处理后的数据进行L倍内插滤 波，变频成不同频点数据；
(2)所有频点数据在时域上进行线性叠加；
(3)叠加后的数据先进行M倍内插滤波，再进行至少一级峰值检测与削除 过程，后完成1/M倍抽取滤波，其中，L、M为内插倍数；其中每一级峰值 检测与削除过程包括以下步骤：
a1：检测功率超过预先保存的本级功率门限的数据符号，并获取峰值；
a2：内插法削除峰值。
并且，不同频点的训练序列码进行不同的相位偏转具体为：Midamble码 数据乘上exp(j*(n-1)*π)，j为虚数符号，n为载波编号。
并且，所述步骤a1设置的功率门限是逐级递减的。
步骤a1具体为：b1：依顺序缓存数据符号，并找到功率超过预先设定的本 级功率门限的数据符号；b2：缓存随后的数据符号，并判断缓存的数据符号的 功率是否小于前一缓存的数据符号的功率，若是，则前一缓存数据符号的功 率即为峰值，否则，继续进行b2；b3：获取包括峰值功率对应的数据符号在内 的该数据符号之前的K个数据符号，并进一步缓存峰值功率对应的数据符号 之后的K个数据符号。
步骤a2具体为：若峰值功率对应到的I路数据大于零，则保存的2*K个 数据符号的I路数据与预设的削峰序列对应位相减，否则保存的2*K个数据 符号的I路数据与预设的削峰序列对应位相加；若峰值功率对应到的Q路数 据大于零，则保存的2*K个数据符号的Q路数据与预设的削峰序列对应位相 减，否则保存的2*K个数据符号的Q路数据与预设的削峰序列对应位相加。
最优地，K为(L*M)/2。
一种实现削除峰值功率的通信端，包括：
若干内插滤波器：用于将经过调制扩频后的一路数据进行L倍内插滤波；
若干变频器：用于对内插后的数据变频至一对应频点数据；
一叠加器：连接所有变频器，用于将变频后所有频点数据在时域上进行 线性叠加；
一内插削峰器：所述内插削峰器包括内插滤波单元、削峰单元和抽取滤 波单元，其中，
内插滤波单元：用于对叠加后的数据进行M倍内插滤波；
削峰单元：用于对内插滤波单元进行M倍内插滤波后的数据进行峰值检 测与内插法峰值削除；
抽取滤波单元：用于对削峰单元处理后数据进行1/M倍抽取滤波。
通信端还包括：若干相位偏转器：每一路数据的每一时隙上插入训练序 列码后，不同频点的训练序列码进行相关的相位偏转。
内插滤波器、变频器及叠加器由数字上变频器DUC来实现。内插滤波单 元是数字上变频器DUC实现，抽取滤波单元是由数字下变频器DDC实现。
所述削峰单元至少包括峰值检测器、存储单元和加法器，其中，
存储单元：用于缓存每一级峰值检测的功率门限以及缓存采样后的数据 符号；
峰值检测器：连接存储单元，用于寻找峰值功率；
加法器：连接峰值检测器和存储单元，用于峰值信号与削峰序列的加减运 算。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：由于数据先进行L倍的内插滤 波，后又进行M倍内插滤波，即一个CHIP(码片)已完成L*M倍内插，很容 易能找到峰值功率，峰值功率所在的数据符号前后的K(K可优选(L*M)/2)个 数据符号使用相同长度的滤波器进行内插削峰，由于内插法削峰只是简单的 加减运算，所以处理速度快，同时削峰序列的频谱与输入信号匹配，所以削峰操 作没有增加频带外的干扰，没有造成非线性失真，因此ACLR没有恶化，进 而提高了降低峰均比的效率。
本发明由于继承了物理层使用相位偏转的方法使得后面的削峰处理可以 更多的针对业务数据部分的功率，削除Midamble码部分的功率相对于其它业 务数据部分功率过大的问题，并且使得Midamble码的峰值起伏接近，在进行 信道估计时能够更加准确。
本发明设置多级PDE(峰值检测与削除过程)，每一级PDE设置的功率门 限逐级降低，每一级PDE进行削峰操作，输入中频的数据符号经过N级PDE以 后，超过功率门限的数据几乎可以被削除，达到系统对PAPR的要求。
附图说明
图1是本发明削除峰值功率的方法的流程图；
图2是本发明采用的削除峰值功率方法的一实例流程示意图；
图3是六个频点的数据叠加后的一个时隙的功率示意图；
图4是经过相位偏转的六个频点的数据叠加后的一个时隙的功率示意图；
图5是一个峰值检测与削除过程的流程图；
图6是本发明的多级PDE(峰值检测与削除过程)处理的流程图；
图7是输入数据与削峰脉冲的功率对照图；
图8是输入数据与经过削峰脉冲相减后输出数据的功率对照图；
图9是削峰脉冲、输入信号的功率谱密度对照图；
图10是使用相位旋转-多级数字内插法削峰前后的功率对照图；
图11是削峰前后频谱对照图；
图12是削峰前后CCDF对照图。

以下结合附图，具体说明本发明。
请参阅图1，其为本发明削除峰值功率的方法的流程图。它包括以下步骤：
S110：经调制扩频后的每一路数据进行L倍内插滤波，变频到不同频点 数据；
S120：所有频点数据在时域上进行线性叠加；
S130：叠加后的数据先进行M倍内插滤波，再进行削峰，后完成1/M倍 抽取滤波，其中，L、M为内插倍数。
由于数据先进行L倍的内插滤波，后又进行M倍内插滤波，即一个CHIP(码 片)已完成L*M倍内插，比较容易能找到峰值功率，峰值功率所在的数据符号 前后的K(K可优先为(L*M)/2)个数据符号使用相同长度的滤波器进行内插削 峰，由于内插法削峰只是简单的加减运算，所以处理速度快，同时削峰序列的频 谱与输入信号匹配，所以削峰操作没有增加频带外的干扰，没有造成非线性失 真，因此ACLR没有恶化。并且，在削峰前后没有产生多余的冗余数据，不 需要裁剪冗余数据，原始数据受损减少。
以下具体说明本发明削除峰值功率的方法。请参阅图2，其为本发明采用 的削除峰值功率方法的一实例流程示意图。
物理层的频点数据调制映射和扩频加扰后，速率达到1.28MPS。随着 TD-SCDMA多频点通信系统支持的频点数增多，在时域上进行线性叠加时较 高的峰值会以比较大的概率出现，这样在射频前端必会产生非线性失真，进 而造成较大邻道的功率泄漏。而且，进入模拟域以后将无法按照用户的要求 进行削峰处理，为此需要在D/A转换(数模转换)成模拟信号之前进行削峰处 理。
具体的削峰处理过程为：
先进行步骤S11：经调制扩频后的每一路数据的每一时隙上插入训练序列 码，不同频点的训练序列码进行相关的相位偏转。
根据现有TD-SCDMA多频点方案，对于同一小区支持的多个频点有如下 约定：主频点和辅频点使用相同的扰码和基本midamble(训练序列)码，因 此各个频点的基本midamble码位置是完全对齐的，同时每个频点的基本 midamble码都为相同的二进制序列向量。在发射端基本midamble码部分就会 出现由于峰峰迭加而产生更大的峰值功率，远远大于时隙内的数据功率。图3 是六个频点的数据叠加后的一个时隙的功率示意图。从图3可知，叠加后 midamble码的功率远远大于时隙内其它数据的功率。
如果不同频点的Midamble码进行相关的相位旋转则中间Midamble码的 功率接近于时隙内数据的功率，这个时候在随后削峰时一个时隙的峰均比将降 得更低，并且Midamble码受损少。
为此，只需在不同频点的Midamble码进行不同的相位偏转：Midamble 码数据乘上exp(j*(n-1)*π)，j为虚数符号，n为载波编号，n:1～N总，N总为 TD-SCDMA多载波通信系统中每个小区的载波总数。对应地，在接收端的每 一频点只需将Midamble码数据乘上exp(-j*(n-1)*π)即可。
比如，支持三频点的TD-SCDMA通信系统，可以在第二个频点的 Midamble码进行180度的偏转，而第一个频点和第三个频点的Midamble码进 行0度和360度旋转，如同没有偏转，所以此种相位旋转方法最简单易行，并且效 果明显。
再比如，支持六频点的TD-SCDMA通信系统，是第二个频点、第四个频 点、第六个频点的Midamble码进行180度的偏转。
以此类推，对于多频点的TD-SCDMA通信系统，编号为偶数频点的 Midamble码数据进行180度的偏转，编号为奇数频点的Midamble码数据不进 行旋转。当然在接收端也要进行对应的处理。
不同频点的Midamble码进行不同的相位偏转的方法还有很多，在此就不 再举例。请参阅图4，其为经过偏转的六个频点的数据叠加后的一个时隙的功 率示意图。将图4和图3进行比较可知，削除了Midamble码部分的功率相对 于其它业务数据部分功率过大的问题，由于继承了物理层使用相位偏转的方 法使得后面的削峰处理可以更多的针对业务数据部分的功率，并且使得 Midamble码的峰值起伏接近，在进行信道估计时能够更加准确，并且Midamble 码受损小，使得信道估计更准确。
再参阅图2，削峰过程再进行步骤S12：对步骤S11处理后的每一路数据 进行内插后滤波，然后变频为对应频点的数据。
然后进行步骤S13：将所有频点数据在时域上进行线性叠加。
TD-SCDMA的物理层数据先经过调制，扩频加扰组成一帧数据，传输速率 是1.28Mps。在数字中频进行L倍内插，使得成高速数据。比如L为60，内 插后的速率达到76.8Mps。同时对内插后多路物理层数据在频域进行频点搬移， 在时域进行线性叠加。所以多频点TD-SCDMA信号在进入削峰之前的数学表 达式为：
$\underset{‾}{x}\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}\underset{k=1}{\overset{K}{\Sigma }}{\lambda }^{(m,k)}·{\underset{‾}{d}}_n^{(m,k)}{s}_{(n-1)Q+q}^{(m,k)}·{\mathrm{Cr}}_0\left(t\right)·\exp (j{\omega }_{0}t+m{\omega }_1).---(4-1)$
n＝1ΛN，q＝1ΛQ
式中sp(m，k)是频点m特有的扩频码：扩频码c(k)和小区扰码v的组合可以看 作是一个用户和小区特有的扩频码，不同的频点使用不同的扰码：
$s_p^{(m,k)}=c_{1+\left[(p-1)\mathrm{mod}Q\right]}^{\left(k\right)}·v_{1+\left[(p-1)\mathrm{mod}Q\right]}^m,k=1\mathrm{\Lambda K},p=1\mathrm{\Lambda NQ}---(4-2)$
Q为归一化以后的扩频码长度，对于TD-SCDMA来说长度是16，N为信 道编码调制以后的一个码道占用的符号量，归一化后的长度为22，λk是幅度 调节因子，是根据功率换算得到。Cr0(t)是在t时刻根升余弦滤波器系数。ω0是 中频的中心频点，ω1为每一个频点所占用的频带带宽。
此时定义了峰均功率比是在一段时间内峰值功率与其平均功率的比值， 依照定义：
$\mathrm{PAPR}=\frac{\underset{0\le m\le \mathrm{NQ}}{\max }\left\{{\left|x\right[m\left]\right|}^2\right\}}{\mathrm{mean}\left\{{\left|x\right[m\left]\right|}^2\right\}},0\le m\le (2\mathrm{NQ}+L_m)·N_{\mathrm{TS}}·N_{\mathrm{interpolate}}---(4-3)$
Lm是midamble数据的长度为144chip，NTS是参与PAPR计算个时隙数， Ninterpolate是在中频进行内插的因子，本实施例中TD-SCDMA通信系统在中频进 行L(L＝60)倍内插，所以Ninterpolate＝L。
从公式4-1可知，数据符号的峰值功率与调制方式、逻辑用户数、频点的 个数都有关系，随着频点数和用户数的不断增多，峰均比将越大。
还请参阅图2，最后进行步骤S14：叠加后的数据先进行M倍内插滤波， 再进行削峰，后完成1/M倍抽取滤波。
中频数据削峰以后在进入D/A变换器之前仍然要进行M倍内插，比如M 可取4。对物理层的数据进行内插时，内插倍数越大就越接近于D/A变换之后 的模拟信号。为了使得被削除的数据幅度更接近于输入功放的模拟信号，因此 本发明对准备削峰的中频数据再进行M(如，M＝4)倍内插，这样就很容易找到 峰值功率的真正位置，同时参与削峰的真正原始数据可以减少，也就间接的减 少了原始数据的损伤，所以一个chip(码片)数据在削峰之前可以内插L*M(如， 60*4＝240)倍，前后符号功率的起伏就有相关性。
并不是所有的数据都需要进行削峰处理，本发明设置一个功率门限，如果 有超过此门限的数据才进行削峰处理。超过门限功率的数据如何进行削峰，何 时削峰都是需要考虑的。找到合适的削峰点也是本发明的一个关键。当采样 的数据符号虽然超过门限值，但是并不急于削除，等到这次超过门限的功率峰 值出现以后再进行削峰操作。即本发明先找到超过功率门限的数据符号后，在 继续寻找峰值功率点的数据符号，后进行削峰处理。
削峰处理至少包括一级峰值检测与削除过程，即包括：a1：检测功率超过 预先保存的本级功率门限的数据符号，并获取峰值；a2：内插法削除峰值。
步骤a1具体为：
b1：依顺序缓存数据符号，并找到功率超过预先设定的本级功率门限的数 据符号；
b2：缓存随后的数据符号，并判断缓存的数据符号的功率是否小于前一缓 存的数据符号的功率，若是，则前一缓存数据符号的功率即为峰值，否则， 继续进行b2；
b3：获取包括峰值功率对应的数据符号在内的该数据符号之前K个数据符 号，并进一步缓存峰值功率对应的数据符号之后的K个数据符号。
K的取值可以预先设定，由于峰值功率所在的数据符号前后的K个数据 符号使用相同长度的滤波器进行内插削峰，滤波器的长度越长，削峰的精度 越高，但是，其计算量也越大，同时对需要缓存的数据量也越大。本发明人 经研究发现K的较佳取值为(L*M)/2。以下就以K为(L*M)/2为例，说明一个 峰值检测与削除过程。请参阅图5，其为一个峰值检测与削除过程的流程图。
首先，等待新的数据符号输入(步骤S201)，并将输入的数据符号缓存到 缓存器中(步骤S202)，判断是否已启动削峰处理操作(步骤S203)，若是，则 进行步骤S213，否则进行步骤S204。本发明可以预先设定一削峰处理标识， 若削峰处理标识为“1”时，判定已启动削峰处理操作，否则未启动削峰处理 操作。
步骤S204，进一步判断缓存器中已保存的数据符号个数是否为(L*M)/2， 若是，则缓存此数据符号到缓存器，前面缓存的数据符号均前移动一位(步骤 S205)，再进行步骤S206，否则，进行步骤S201，等待新的数据符号输入。
步骤S206：进一步判断最后缓存到缓存器中的数据符号的功率是否大于 门限功率，若是，进行步骤S207，否则进行步骤S201，等待新的数据符号输 入。
步骤S207：判断本次输入的数据符号功率是否大于前一缓存的数据符号 功率，若是，则说明输入的数据符号功率在继续增长，进行步骤S201，否则， 标识缓存器此次缓存的数据符号功率已达到功率峰值点(步骤S208)，此时， 输入数据符号的功率已达到峰值点且此时没有标识启动削峰处理操作把缓存 器中保存的最后(L*M)/2个数据符号均往前移动(L*M)/2(步骤S210)，并标识 启动削峰处理操作(步骤S211)，然后再进行步骤S201。
步骤S213：若已启动削峰处理操作，则进一步判断在缓存器中已保存的 数据个数达到(L*M)，若是，则进行步骤S214，否则，缓存本次等待到的数 据符号(S212)，再进行步骤S201。
步骤S214：清空启动削峰处理操作标识，然后对缓存的(L*M)个数据符 号使用内插法进行削峰处理(步骤S215)，最后再输出削峰后的(L*M)个数据符 号，缓存器清空(步骤S216)。
步骤S215的削峰处理为：若峰值功率对应到的I路数据大于零，则保存 的2*K个数据符号的I路数据与预设的削峰序列对应位相减，否则保存的2*K 个数据符号的I路数据与预设的削峰序列对应位相加；若峰值功率对应到的Q 路数据大于零，则保存的2*K个数据符号的Q路数据与预设的削峰序列对应 位相减，否则保存的2*K个数据符号的Q路数据与预设的削峰序列对应位相 加。在上述实例中，K取(L*M)/2。
获取削峰序列的方法很多，削峰序列实质上是滤波器系数，滤波器的频谱 与输入信号的频谱匹配。滤波器是根据输入信号的载波个数，每一个载波所占 用的带宽，信号传输的速率和滤波器系数的长度为依据来设计。
如果要削除一个峰值数据，前后各(L*M)/2个数据都将参与削峰处理.这样 不仅峰值功率点的数据被削峰，邻近的数据同样也被削除，不过削除强度逐渐 减弱，这与滤波器的选择有关。本发明使用内插削峰序列来削除峰值功率，这种 方法称之为数字内插法。其含义就是在时域检测到的峰值数据与削峰脉冲系 数相加减，好比输入的数字信号插入了一个削峰序列。
具体说，如果对于I路数据，如果峰值功率点对应到的I路数据大于零，则I 路信号数据与削峰序列对应位相减，否则相加。
if Imax_m＞0
    I＝I-h
else
    I＝I+h
end              (4-4)
对于Q路也是同样判断
if Qmax_m＞0
    Q＝Q-h
else
    Q＝Q+h
end              (4-5)
由于削峰序列的长度和参与数据长度相等，所以向量之间对应位直接加减 运算就可以，削峰以后也不会出现冗余的数据，这与时域削峰频率滤波的方法 截然不同，那种方法由于卷机的原因会有冗余数据，在削除卷机的冗余数据时 会引入非线性操作，所以一定有非线性失真。但是此种方法不存在非线性失真， 提高了降低峰均比的效率，同时削峰操作只是简单的加减运算，所以简单易行， 处理速度快。
但是一级削峰后超过检测门限的峰值功率点数据不可能一次就被削除在 门限数值之下或者其他小峰值的数据没有被检测到，所以本专利采用多级 PDE(峰值检测与削除过程)来削除剩余的峰值功率，级数在一定程度上决定了 削峰的效果。多级PDE处理如图6所示意，级联PDE设置的功率门限是逐级 递减。因为高峰值的数据在最先被检测和削除，逐级递减的设置是为保证大 峰值数据首先被检测和削除，越大的峰值数据不被削除，在PA(Power Amplifir) 将造成越大的非线性失真，所以设置的第一级PDE的功率门限较大，典型数值 是(9dB，10dB)，最后一级PDE的功率门限较小，典型数值为(6dB，7dB)，这样小峰 值的数据和再生的峰值数据将会被后一级的PDE削除.等到数据从最后一级 PDE处理出来以后，大峰值的数据将完全被削除，小峰值数据将会以很低的概 率出现，对系统将不会造成影响。
本发明还公开了一种实现削除峰值功率的通信端，包括：
若干相位偏转器：每一路频点数据的每一时隙上插入训练序列码，每一 频点的训练序列码进行不同的相位偏转
若干内插滤波器：用于将一路数据进行L倍内插滤波；
若干变频器：每一变频单元连接一内插单元，用于对内插后的数据变频 至一对应频点数据；
一叠加器：连接所有变频单元，用于将变频后所有频点数据在时域上进 行线性叠加；
一内插削峰器：所述内插削峰器包括内插滤波单元、削峰单元和抽取滤 波单元，其中，
内插滤波单元：用于对叠加后的数据进行M倍内插滤波；
削峰单元：用于对滤波后的数据进行峰值检测与峰值削除；
抽取滤波单元：用于对削峰单元处理后数据进行1/M倍抽取滤波。
所述削峰单元至少包括峰值检测器，加法器和存储单元，其中，
存储单元，用于缓存每一级峰值检测与削除过程的功率门限以及缓存采 样后的数据符号；
峰值检测器：连接存储器，用于寻找峰值功率；
加法器：连接峰值检测器和存储单元，用于峰值信号与削峰序列的加减运 算。
内插滤波器、变频器及叠加器由数字上变频器DUC(Digital Up-Converter) 来实现。内插滤波单元是数字上变频器DUC实现，抽取滤波单元是由数字下 变频器DDC(Digital Down-Converter)实现。
接下来，使用图形法来阐明数字内插法的效果。物理层数据在进行 L*M(60*4＝240)倍内插和滤波后，进行峰值检测削除(PDE)处理，获得数据的峰 值点，如图7所示，同时缓存前后各(L*M)/2的数据，预先设置的内插滤波器系数 的长度也是(L*M)(240)，当检测到峰值数据以后，这两列数据在时域进行简单 的相减运算，便得到图8中所示意的图形，峰值功率点的数据被削除，同时数据 功率变化的趋势仍然保持原状。
数字内插法在时域检测到的峰值数据符号与削峰脉冲相减，由于定义的削 峰脉冲的频域是与数据符号的频域相匹配，所以在时域进行加减运算时在频域 不会造成信号的频谱泄漏，由于削峰后还有滤波抽取，所以有时候还会改善 ACLR的性能，如图9示意的是削峰脉冲、输入信号的功率谱密度对照图。
另一方面TD-SCDMA在接收端的每一个时隙的数据中都有训练序列，并 且通过训练序列(Midamble码)来估计信道，由于在数字削峰之前，MIDAMBLE 码的相位进行了旋转，降低了在频点叠加之后的MIDAMBLE部分的峰值功率 并且使得Midamble码的这部分数据随机化，与业务数据峰值的起伏更接近。当 Midamble码与业务数据组成一个时隙后在一起进行削峰处理。由于削峰处理 对训练序列进行了同样的操作，所以通过训练序列估计出的信道冲击响应中 就包含了削峰的影响。
信道冲击响应和扩频码组成复合扩频码，使用复合扩频码组成系统矩阵A， 使用系统矩阵A进行联合检测时就能更好的检测出原始数据.这与 TD-SCDMA的帧结构和信道估计的方法有关。图10是使用相位旋转-多级数 字内插法削峰前后的功率对照图。
从图上可以看出使用MIDAMBLE码部分的功率相对于时隙功率没有明 显的过大，所以在此基础上使用多级数字内插法就能达到此时这样好的效果。 峰值功率都被削除到用户指定的功率门限之下。
图11为削峰前后频谱对照图，从图11可知，削峰前后在频域上没有造 成ACLR的泄露。图12为削峰前后CCDF(Complementary cumulative distribution function：逆累计功率概率分布函数)对照图，图上的峰值功率由9db 大致降低到7db，削除了2db的峰值。
以上公开的仅为本发明的几个具体实施例，但本发明并非局限于此，任 何本领域的技术人员能思之的变化，都应落在本发明的范围内。