技术领域
[0001] 本
发明涉及3G移动通信领域，具体地涉及TD-SCDMA系统进行时隙削峰的方法。
背景技术
[0002] 随着3G大规模商用日渐临近，时分码分多址(以下简称TD-SCDMA)作为中国自己的3G标准将会成为中国第一个拥有3G牌照的标准，因此TD-SCDMA系统的商用化
进程更显紧迫。同时TD-SCDMA的商用前景日益明朗。在将来的TD产品竞争中，对于通信基站设备制造商来说，成本会成为主要关注焦点。现在通信系统使用的功放是工作在线形区，功放类型是AB类功放，效率偏低，对于高峰均比输入
信号，要使功放工作在线形区，就必须降低
输入信号的
平均功率，同时功放输出功率会降低。在保证功放工作在线形的情况下，要想提高功放输出功率，就必须采用大功率的管子，但是大功率的功放管子的成本很高，而且发热量更高。为了在保证相同功率输出的情况下，降低成本，就必须降低输入信号峰均比，由此削峰
算法出现了，目前出现各种削峰算法都是单一
门限的，对于TD-SCDMA的时分系统的不同时隙不同峰均比的情况就不太适应，而且这种情况是普遍情况，所以不同时隙设定不同门限。
[0003] 通常削峰只有一个门限值，如AD6633或PM7819，即使有多个门限，但这个门限是针对所有时隙的，如TI的GC1115，如下图1所示。这对于非N频点来说是没有问题的，但对于N频点就有很大的问题。目前所有芯片对于目前时分N频点测试时，性能都会下降。
[0004] 其中，TD_SCDMA的N频点的特点为：
[0005] N频点小区，仅在主载频上发送DWPTS和广播信息(TSOPCCPCH)，多个频点使用一个共同广播；主载频只有一个；
[0006] 主载频与各个辅载频都使用相同的扰码和基本的midamble码；
[0007] 辅载频上没有发送时隙(以下简称TSO)与下行导频时隙(以下简称DWPTS)；以及
[0008] 主载频与辅载频的时隙转换点配置相同。
[0009] TD-SCDMA是多天线系统，而且TD-SCDMA体制中应用了智能天线算法。智能天线体制中会对天线进行校准。载波
相位旋转降峰均比的效果会受到天线较正的影响，通常是先做载波相位旋转，再做天线较正，如果天线较正算法是对每个天线内部的载波分别较正的，所以会产生一个天线内部载波的附加
相位差，这个相位差是由模拟部分的不一致性产生的，设计带宽从10M变到15M这个附加相位差会变得更加突出。但由于天线较正对于天线内载波相位没有约束，所以可将天线较正与载波相位旋转次序颠倒，即先做天线较正，再做载波相位旋转，再设置天线内的载波相位时，将天线较正产生的偏差值考虑进去。这样就可两者得兼。
[0010] 时隙门限方法：
[0011] 由于主载频的DWPTS和TSO是全向赋形的，为了提高小区的
覆盖，所以主载频的DWPTS与TSO的功率会相应的提高，对于一个主载频的N频点小区，在某种配置下，主载频DWPTS与TSO的功率配置很高，所以对于所有时隙都用同一个削峰门限来做的话，DWPTS和TSO时隙可能会被削得很多，这不利于UE捕获小区信息，同样，如果削峰门限对于TSO和DWPTS比较合适时，常规时隙几乎削不到，这样不利于发挥功放的效率，这也是N频点小区削峰效果不理想的原因。
发明内容
[0012] 考虑到上述问题而做出本发明，为此，本发明的主要目的在于，提供一种时隙削峰方法及系统。
[0013] 根据本发明的时隙削峰方法，包括以下步骤：步骤S202，基带预处理部分对接入的第一信号进行基带预处理，生成第二信号；步骤S204，数字上变频部分对第二信号进行内插滤波及混频处理，生成第三信号；以及步骤S206，根据预先设定的至少两个削峰门限值对第三信号进行时限削峰处理。
[0014] 此外，在该方法中，至少两个削峰门限值包括第一门限值和第二门限值，其中，第一门限值包括时隙0、下行导频时隙以及保护时隙。
[0015] 此外，在该方法的步骤S206中，还包括以下步骤：第三信号通过坐标旋转数字计算得出幅度信号；将幅度信号与门限值相比较，进行峰值检测并得出缩放因子序列；以及对序列进行滤波，将滤波结果与第三信号相乘，从而得到第四信号。
[0016] 此外，在该方法中，进行混频处理还必须使载波配置成与基带对称以及降低总带宽。
[0017] 此外，在该方法中，在进行时隙削峰处理之前，进行相位旋转处理，其中，相位旋转处理包括以下步骤：在中频上设置不同频点的不同相位；以及改变多载波各自数控
振荡器频点的初始相位，使各载波之间相位错开，以降低相位之间的相关性。
[0018] 此外，在该方法的步骤S202中，还包括以下步骤：第一信号通过坐标旋转数字计算得到基带载波的幅值和幅
角；将幅值与门限值相比较，如果幅值大于门限值则将门限值代替幅值，如果幅值不大于门限值则保留幅值；将比较结果与幅角通过坐标旋转数字计算得到第二信号。
[0019] 此外，在该方法中，无论多载波还是单载波，门限值的设立都是在数字上变频后进行合波，然后设置门限值而不区分载波。
[0020] 此外，该方法用于TD-SCDMA系统。
[0021] 根据本发明的时隙削峰系统，包括：基带预处理模
块，用于对接入的第一信号进行基带预处理以生成第二信号；数字上变频模块，用于对第二信号进行内插滤波及混频处理以生成第三信号；以及削峰模块，用于根据预先设定的至少两个削峰门限值对第三信号进行削峰处理。
[0022] 此外，在该系统中，至少两个削峰门限值包括第一门限值和第二门限值，其中，第一门限值包括时隙0、下行导频时隙以及保护时隙。
[0023] 此外，在该系统中，在削峰模块中进行以下处理：第三信号通过坐标旋转数字计算得出幅度信号；将幅度信号与门限值相比较，进行峰值检测并得出缩放因子序列；以及对序列进行滤波，将滤波结果与第三信号相乘，从而得到第四信号。
[0024] 此外，在该系统中，数字上变频模块包括根升余弦内插
滤波器和级联梳状内插滤波器。
[0025] 此外，该时隙削峰系统用于TD-SCDMA系统。
[0026] 通过本发明的上述方面，在保证系统误差适量幅度(即，EVM)指标的前提下，在中频削掉一定的峰均比，来降低功放输入端的峰均比，从而可以降低功放的成本。
[0027] 本发明的其它特征和优点将在随后的
说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、
权利要求书、以及
附图中所特别指出的结构来实现和获得。
附图说明
[0028] 附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的
实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：
[0029] 图1是示出了
现有技术的削峰处理中门限设置方式
框图；
[0030] 图2是示出了根据本发明实施例的时隙削峰方法的
流程图；
[0031] 图3是示出了根据本发明实施例的时隙削峰系统的结构示意图；
[0032] 图4是示出了根据本发明实施例的TD-SCDMA N频点初始相位配置图；
[0033] 图5是示出了根据本发明实施例的TD-SCDMA N频点配置时隙削峰门限设置方式框图；
[0034] 图6是示出了根据本发明实施例的基带
信号处理框图；
[0035] 图7是示出了根据本发明实施例的数字上变频处理框图；
[0036] 图8是示出了根据本发明实施例的数字上变频中细NCO混频的载波配置方式；
[0037] 图9是示出了根据本发明实施例的TD-SCDMA多载波信号时隙削峰处理框图；以及[0038] 图10是示出了根据本发明实施例的时隙削峰处理框图。
具体实施方式
[0039] 以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
[0040] 图2是示出了根据本发明实施例的时隙削峰方法的流程图。
[0041] 如图2所示，包括以下步骤：步骤S202，基带预处理部分对接入的第一信号进行基带预处理，生成第二信号；步骤S204，数字上变频部分对第二信号进行内插滤波及混频处理，生成第三信号；以及步骤S206，根据预先设定的至少两个削峰门限值对第三信号进行时限削峰处理。
[0042] 此外，在该方法中，至少两个削峰门限值包括第一门限值和第二门限值，其中，第一门限值包括时隙0(TSO)、下行导频时隙以及保护时隙。
[0043] 此外，在该方法的步骤S206中，还包括以下步骤：第三信号通过坐标旋转数字计算得出幅度信号；将幅度信号与门限值相比较，进行峰值检测并得出缩放因子序列；以及对序列进行滤波，将滤波结果与第三信号相乘，从而得到第四信号。
[0044] 此外，在该方法中，进行混频处理还必须使载波配置成与基带对称以及降低总带宽。
[0045] 此外，在该方法中，在进行时隙削峰处理之前，进行相位旋转处理，其中，相位旋转处理包括以下步骤：在中频上设置不同频点的不同相位；以及改变多载波各自数控振荡器频点的初始相位，使各载波之间相位错开，以降低相位之间的相关性。
[0046] 此外，在该方法的步骤S202中，还包括以下步骤：第一信号通过坐标旋转数字计算得到基带载波的幅值和幅角；将幅值与门限值相比较，如果幅值大于门限值则将门限值代替幅值，如果幅值不大于门限值则保留幅值；将比较结果与幅角通过坐标旋转数字计算得到第二信号。
[0047] 此外，在该方法中，无论多载波还是单载波，门限值的设立都是在数字上变频后进行合波，然后设置门限值而不区分载波。
[0048] 此外，该方法用于TD-SCDMA系统。
[0049] 图3是示出了根据本发明实施例的时隙削峰系统的结构示意图。
[0050] 如图3所示，包括：基带预处理模块302，用于对接入的第一信号进行基带预处理以生成第二信号；数字上变频模块304，用于对第二信号进行内插滤波及混频处理以生成第三信号；以及削峰模块306，用于根据预先设定的至少两个削峰门限值对第三信号进行削峰处理。
[0051] 此外，在该系统中，至少两个削峰门限值包括第一门限值和第二门限值，其中，第一门限值包括时隙0、下行导频时隙以及保护时隙。
[0052] 此外，在该系统中，在削峰模块中进行以下处理：第三信号通过坐标旋转数字计算得出幅度信号；将幅度信号与门限值相比较，进行峰值检测并得出缩放因子序列；以及对序列进行滤波，将滤波结果与第三信号相乘，从而得到第四信号。
[0053] 此外，在该系统中，数字上变频模块包括根升余弦内插滤波器和级联梳状内插滤波器。
[0054] 此外，该时隙削峰系统用于TD-SCDMA系统。
[0055] 在中频的NCO中，因为N频点的特点，所以多载
波数据之间相关性很强，改变多载波各自NCO频点的初始相位，降低各载波之间相位错开，降低相关性，从而达到降低峰均比的目的，实现了削峰。
[0056] 图4是示出了根据本发明实施例的TD-SCDMA N频点初始相位配置图。
[0057] 如图4所示，对于TD-SCDMA的6载波，初始相位分别为Φ1、Φ2、Φ3、Φ4、Φ5、Φ6，不旋转时，Φ1＝Φ2＝Φ3＝Φ4＝Φ5＝Φ6；旋转时，Φ1＝Φ2、Φ3＝Φ4、Φ5＝Φ6，Φ1、Φ3、Φ5相位不一样。
[0058] 由于功放有个特点，性能随带宽的增加而下降，反之，如果将带宽减少，其性能会提高，实际测试表明，功放对于TD-SCDMA的单载波和连续六载波，在同样的峰均比和无线指标都满足的前提下，同一功放，对于单载输出的功率比六载要高2.5dB左右。这也为N频点小区，不同时隙设不同的削峰门限留下了条件。所以对于N频点小区，对于TSO和DWPTS，采用一个门限TH1。
[0059] 图5是示出了根据本发明实施例的TD N频点配置时隙削峰门限设置方式框图。
[0060] 如图5所示，对于其它的时隙采用另外一个门限TH2，一般情况下TH1门限值要高于TH2门限值。两个门限的切换在16个chip内完成，到中频，如果采用48倍内插和61.44M的输出
采样速率，就有16*48＝768个61.44M的时钟内切换完成。
[0061] 图6是示出了根据本发明实施例的基带信号处理框图；图7是示出了根据本发明实施例的数字上变频处理框图；图8是示出了根据本发明实施例的数字上变频中细NCO混频的载波配置方式；图9是示出了根据本发明实施例的TD-SCDMA多载波信号时隙削峰处理框图；以及图10是示出了根据本发明实施例的时隙削峰处理框图。
[0062] 下面结合图6至图10进行详细描述。
[0063] 该时隙信号处理系统包括基带预处理部分，数字中频上变频部分，时隙削峰处理部分以及
频谱搬移部分。
[0064] 首先TD-SCDMA的信号进入基带预处理部分。先将基带信号经过坐标旋转数字计算(即，CORDIC)运算得到基带载波的幅值与幅角。将幅值与设置的载波幅值门限值相比较，如果大于门限值就用设定的门限值代替幅值，否则保留原来的幅值，再将新幅值与原来的幅角送过去做反CORDIC运算得到新的I，Q数据。这里的门限值Threshold1，是载波独立的。
[0065] 经过基带预处理的信号，进入数字上变频(DUC)部分。完成内插滤波、混频。如果输出数据率是61.44M，则由根升余弦内插滤波器(即，SRRC)进行4倍内插，再由级联梳状内插滤波器(即，CIC)进行12内插，共48倍内插，输出的
数据速率是61.44M。如果输出速率改变，则相应的改变内插的倍数就可以得到需要的输出数据率。其中，SRRC是根升余弦内插滤波器，CIC是级联梳状内插滤波器。
[0066] 数字上变频进行第一次混频合路，对于频点配置有两个条件：即要求载波配置成基带对称；以及总带宽尽量小。
[0067] 要求经过数字上变频处理后的数据，进入时隙削峰处理，算法的原理是将合路后的中频信号通过CORDIC算法求出幅度信号，然后与设置的门限值相比，求出缩放因子序列，对这个序列进行滤波，然后将滤波后的信号与原来的I，Q数据相乘，就得到削峰后的I，Q数据。滤波器设计对于削峰效果有很大的影响。滤波器长度加大有利于改善削峰后的ACLR，但会恶化EVM指标，反之，滤波器长度减少会改善EVM，但会恶化ACLR，所以这是一个权衡。
[0068] 综上所述，通过本发明，在保证系统误差适量幅度(即，EVM)指标的前提下，在中频削掉一定的峰均比，来降低功放输入端的峰均比，从而可以降低功放的成本。
[0069] 以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何
修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
