一种削除信号峰值功率的方法及装置
专利汇可以提供一种削除信号峰值功率的方法及装置专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 涉及通信技术领域，公开了一种削除 信号 峰值功率 的方法及装置，方法包括：获取完成多载波信号 叠加 后得到的复数信号的幅度和 相位 ；根据获取的幅度与设定 门 限进行峰值检测，根据峰值检测结果及所述获取的相位求取噪声信号；对求取的噪声信号进行多级噪声成型滤波处理完成噪声信号 频谱 成型；将频谱成型后的噪声信号与复数信号进行对削，完成信号峰值功率削除。本发明采用多级噪声成型技术，不仅适合宽频或者超宽频连续频段的信号，并且TD-LTE和TD-SCDMA共模的混合模式的信号，或者单纯的LTE信号均可以有效的削除峰值功率点。，下面是一种削除信号峰值功率的方法及装置专利的具体信息内容。
1.一种削除信号峰值功率的方法，其特征在于，包括：
获取完成多载波信号叠加后得到的复数信号的幅度和相位；
根据获取的幅度与设定门限进行峰值检测，根据峰值检测结果及所述获取的相位求取噪声信号；
对求取的噪声信号进行多级噪声成型滤波处理完成噪声信号频谱成型；
将频谱成型后的噪声信号与复数信号进行对削，完成信号峰值功率削除。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据获取的幅度与设定门限进行峰值检测，根据峰值检测结果及所述获取的相位求取噪声信号，包括：
在获取的幅度超过设定门限时，将所述获取的幅度与设定门限的差值确定为噪声信号的幅度，将所述获取的相位确定为噪声信号的相位；
在获取的幅度未超过设定门限时，确定噪声信号取值为零。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获取完成多载波信号叠加后得到的复数信号的幅度和相位，具体包括：
根据复数信号的实部和虚部的取值，进行实部I/虚部Q映射，将复数信号映射到设定象限范围内；
利用多级坐标旋转运算方法获取映射后的复数信号的幅度和相位；
对获取的映射后的复数信号的幅度和相位进行逆映射，获得所述复数信号的幅度和相位。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述利用多级坐标旋转运算方法获取映射后的复数信号的幅度和相位，具体包括：
利用映射后的复数信号的实部和虚部进行K级坐标旋转运算，K为整数，且K≥2，其中第k级坐标旋转运算如下：
如果qd≥0，将输入的id更新为 将输入的qd更新为 确定qs
＝0，并输出更新后的id、qd及确定的qs；
如果qd＜0，将输入的id更新为 将输入的qd更新为 确定qs
＝1，并输出更新后的id、qd及确定的qs；
其中0≤k＜K，第0级坐标旋转运算输入的id和qd分别为映射后的复数信号的实部和虚部，除最后一级外的每级坐标旋转运算输出的id、qd分别作为下级坐标旋转运算输入的id和qd，确定最后一级坐标旋转运算输出的id为映射后的复数信号的幅度；
利用K级坐标旋转运算输出的K比特的qs获取映射后的复数信号的相位。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述利用K级坐标旋转运算输出的K比特的qs获取映射后的复数信号的相位，包括：
将K比特的qs转换为十进制数m，查找预先存储的该m对应的cos_lut(m)和sin_lut(m)，所述预先存储的cos_lut(m)和sin_lut(m)通过下式确定：
cos_lut(m)＝cos(-θ(m))，sin_lut(m)＝sin(-θ(m))
K
其中，0≤k＜K，m＝0，...M-1，2 ＝M，sd(m)＝dec2bin(m，K)表示将十进制数m转换为K比特的二进制数；
根据查找到的该m对应的cos_lut(m)和sin_lut(m)，分别获得映射后的复数信号的相位的正弦值和余弦值。
6.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述设定象限范围具体为第一象限中相位在 的四分之一象限范围。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对求取的噪声信号进行多级噪声成型滤波处理完成噪声信号频谱成型，具体包括：
利用具有等间隔出现相等个数零值的滤波器系数的多相噪声成型滤波器，对求取的噪声信号进行多相频谱成型滤波；
利用镜像滤除滤波器，滤除所述多相噪声成型滤波器输出的信号中镜像信号并输出。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将频谱成型后的噪声信号与所述复数信号进行对削，具体包括：
将频谱成型后的噪声信号的实部与所述复数信号的实部进行对削，及将频谱成型后的噪声信号的虚部与所述复数信号的虚部进行对削。
9.一种信号发送方法，其特征在于，包括：
对要发送的多路信号进行基带处理，将所述多路信号调制到多个载波上得到多载波信号；
对所述多载波信号进行叠加得到复数信号；
对所述叠加得到的复数信号，利用权利要求1～8任一所述的削除信号峰值功率的方法进行信号峰值功率削除；
对完成信号峰值功率削除后的复数信号进行数字上变频后发送。
10.一种削除信号峰值功率的装置，其特征在于，包括：
幅度和相位求取部件，用于对输入的完成多载波信号叠加后得到的复数信号进行幅度和相位的求取；
噪声信号求取部件，根据获取的幅度与设定门限进行峰值检测，根据峰值检测结果及所述获取的相位求取噪声信号；
多级噪声成型滤波器，用于对求取的噪声信号进行多级滤波完成噪声信号频谱成型，并输出频谱成型后的噪声信号；
延时器，用于将输入的完成多载波信号叠加后得到的复数信号延时，以与输出的频谱成型后的噪声信号保持同步；
第一减法器，用于将所述延时器输出的复数信号与频谱成型后的噪声信号进行对削，实现信号峰值功率削除。
11.如权利要求10所述的装置，其特征在于，所述噪声信号求取部件，具体包括：
第二减法器，用于将所述获取的幅度减去设定门限并将得到的差值输出；
乘法部件，用于将所述第二减法器输出的差值与获取的相位进行乘法运算，并输出相乘后得到的信号；
比较器，用于比较所述第二乘法器输出的差值是否大于零；
输出模块，根据比较器的比较结果，在差值大于零时，将所述乘法部件输出的信号作为噪声信号输出，在差值不大于零，输出取值为零的噪声信号。
12.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述噪声信号求取部件还包括：
第一内插器，连接在幅度和相位求取部件和第二减法器之间，对获取的噪声信号进行内插实现2倍频采样；
第二内插器，与第二减法器连接，将与获取的噪声信号同频率的设定门限进行内插实现2倍频采样，并输出到所述第二减法器；
第三内插器，连接在幅度和相位求取部件和乘法部件之间，对获取的相位进行内插实现2倍频采样，并输出到所述乘法部件；
第一采样器，连接在乘法部件与输出模块之间，对乘法部件输出的信号进行1/2倍频采样后输出；
负延时器，连接在乘法部件与第二采样器之间，对乘法部件输出的信号提前一个采样点输出；
第二采样器，连接所述负延时器和输出模块之间，对负延时器输出的信号进行1/2倍频采样后输出。
13.如权利要求10所述的装置，其特征在于，所述幅度和相位求取部件，具体包括：
I/Q映射器，用于根据复数信号的实部和虚部的取值，进行实部I/虚部Q映射，将复数信号映射到设定象限范围内；
多级坐标旋转部件，用于利用多级坐标旋转运算方法获取映射后的复数信号的幅度和相位；
I/Q解映射器，用于对获取的映射后的复数信号的幅度和相位进行逆映射，获得所述复数信号的幅度和相位。
14.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述多级坐标旋转部件，具体包括：
K个级联的坐标旋转运算模块，K为整数，且K≥2，第k级坐标旋转运算模块用于进行如下坐标旋转运算：
如果qd≥0，将输入的id更新为 将输入的qd更新为 确定qs
＝0，并输出更新后的id、qd及确定的qs；
如果qd＜0，将输入的id更新为 将输入的qd更新为 确定qs
＝1，并输出更新后的id、qd及确定的qs；
其中0≤k＜K，第0级坐标旋转运算模块输入的id和qd分别为映射后的复数信号的实部和虚部，除最后一级外的每级坐标旋转运算模块输出的id、qd分别作为下级坐标旋转运算模块输入的id和qd，最后一级坐标旋转运算模块输出的id为映射后的复数信号的幅度；
相位求取模块，用于利用K级坐标旋转运算模块输出的K比特的qs，获取映射后的复数信号的相位。
15.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述相位求取模块，包括：
入口地址模块，用于接收K级坐标旋转运算模块输出的K比特的qs，并将K比特的qs转换为十进制数m后输出；
正弦值查询模块，接收入口地址模块输出的m，查找预先存储的该m对应的cos_lut(m)，获得复数信号的相位的正弦值并输出；
余弦值查询模块，接收入口地址模块输出的m，查找预先存储的该m对应的sin_lut(m)，获得复数信号的相位的余弦值并输出；
所述预先存储的cos_lut(m)和sin_lut(m)通过下式确定：
cos_lut(m)＝cos(-θ(m))，sin_lut(m)＝sin(-θ(m))
K
其中，0≤k＜K，m＝0，...M-1，2 ＝M，sd(m)＝dec2bin(m，K)表示将十进制数m转换为K比特的二进制数。
16.如权利要求10所述的装置，其特征在于，所述多级噪声成型滤波器具体为两级噪声成型滤波器，其中：
第一级噪声成型滤波器，采用具有等间隔出现相等个数零值的滤波器系数的多相噪声成型滤波器，对求取的噪声信号进行多相频谱成型滤波；
第二级噪声成型滤波器，采用镜像滤除滤波器，滤除所述第一级噪声成型滤波器输出的信号中的镜像信号。
17.一种射频远拉模块RRU，其特征在于，包括：
叠加器，用于对基带处理后得到的多载波信号进行叠加，并输出叠加后得到的复数信号；
权利要求10～16任一所述的削除信号峰值功率的装置，用于对所述叠加器输出的复数信号进行信号峰值功率削除；
数字上变频器DCU，用于对完成信号峰值功率削除后的复数信号进行数字上变频后发送。
18.一种基站，其特征在于，包括：
基带处理单元BBU，用于对要发送的多路信号进行基带处理，将所述多路信号调制到多个载波上得到多载波信号；
射频远拉模块RRU，包括：叠加器，用于对基带处理后得到的多载波信号进行叠加，并输出叠加后得到的复数信号；权利要求10～16任一所述的削除信号峰值功率的装置，用于对所述叠加器输出的复数信号进行信号峰值功率削除；数字上变频器DCU，用于对完成信号峰值功率削除后的复数信号进行数字上变频后发送。
一种削除信号峰值功率的方法及装置
技术领域
背景技术
势。
频段工作带宽扩展技术方案，例如从目前可支持的30MHz工作带宽扩展到40～60MHz。具
体为：
宽应用来说，例如TD-LTE系统采用2个20M的带宽和TD-SCDMA采用1个10M的带宽。
PC-CFR算法是通过寻找峰值功率点，对峰值功率点进行脉冲对削。如图1所示为实现
PC-CFR算法的装置结构图，具体包括：
Mag和相位Phase，在接收信号的幅度超过削峰门限时认为检测到峰值功率点，并将峰值检
测结果分别发送给分配器和峰值定标装置；峰值定标装置，将接收的多个峰值功率点处信
号排列后按一一对应方式分别输入到各乘法器；分配器，用于为检测到各峰值功率点分配
相应的削峰系数并按一一对应方式输入到各个削峰脉冲产生器CPG(Cancellation Pulse
Generators)；CPG根据输入的削峰系数产生削峰脉冲信号并输入到其连接的乘法器；从而
各乘法器实现将输入的峰值功率点处信号与削峰脉冲信号的乘法运算，将结果输入到求和
装置SUM；求和装置SUM将输入的多个信号进行叠加后与经延时器延时后的信号进行减法
运算，完成对峰值功率点信号的削峰运算，得到削峰后PARP信号。
器CPG才能完成削峰运算，使得信号功率全都下降到削峰门限之下。
用50MHZ带宽的系统至少2个20MHZ带宽信号，载波的分布更加随机；
要一个削峰脉冲产生器CPG，在没有大量CPG情况下会存在比较多的漏削概率。
用会引入更大带宽的需求，目前缺乏一种能够实现对宽频应用进行削峰的方法及装置。
发明内容
的复数信号进行数字上变频后发送。
号峰值功率点，由于采用多级噪声成型技术，硬件消耗的乘法器资源也有相应的减少，不仅适合宽频或者超宽频连续频段的信号，并且TD-LTE和TD-SCDMA共模的混合模式的信号，或
者单纯的LTE信号均可以有效的削除峰值功率点。
附图说明
具体实施方式
测，所以只要是超过设定门限的复数信号都会检测出来，都会生成对应的噪声，所以所有预削除的信号峰值功率点都会有对应的成型噪声信号。本发明基于上述原理根据峰值检测结
果及获取的相位求取噪声信号。
对削。噪声信号频谱成型后与输入信号想减，输出信号的频谱不会恶化，因此可以保证削峰前后频谱不恶化。
降低复数信号的峰均比而提高信号发射效率。
乘法器，硬件消耗的乘法器资源也有相应的减少，不仅适合宽频或者超宽频连续频段的信
号，并且TD-LTE和TD-SCDMA共模的混合模式的信号，或者单纯的LTE信号均可以有效的削
除峰值功率点。
信号，通信系统的组合方式将会有多种模式，一种常见的方式是TD-LTE系统采用2个
20M的带宽和TD-SCDMA采用1个10M的带宽，如图3所示，将调制到载波1～载波N上
的TD物理层信号经TD系统的滤波器td_h滤波后与系数NCO1～NCON相乘，并输入到
NCO(NumericallyControlled Oscillator，数控振荡器)得到TD信号。将经IFFT变换后
的信号进行硬切，经滤波器LTE系统lte_h滤波后，输入到NCO得到LTE频段1信号和LTE
频段2信号。
到92.16MHZ，需要再进行多载波信号最后一级的内插滤波。这最后一级的内插滤波一般采
用2倍的半带HB(HalfBandwidth)滤波器，或者3倍内插滤波器完成中频DUC(Digital Up
Converter，数字上变频)的处理。在完成DUC后经叠加装置SUM对多载波信号进行叠加，
得到50MHZ信号的中频采样速率是184.32MHZ。如图4所示为最后一级HB滤波处理示意
图，其中为hb coeff为HB的滤波系数，zero data为内插零值之后的数据，hboutput data
为HB输出的数据。
宽频系统。这是由于宽频信号频带的使用更加灵活，同时也更加离散，单一的脉冲对削很难削除各种频带信号。此时中频再采用单一的噪声成型削峰算法耗费的资源比较多。
成型滤波器的系数需要相应改动，该方法包括：
实现的一种简化方法用一组预先规定的基本角度的线性组合逼近，新矢量坐标值的计算只
需要简单的移位和进行加法操作就能完成，无需乘法器。如图5所示，具体包括：
输入的id和qd，确定最后一级坐标旋转运算输出的id为映射后的复数信号x′(t)的幅
度；
等于1的比特位取0，sd(m)＝＝′0′表示对sd(m)中等于0的比特位取1，不等于0的比
特位取0，如sd(m)＝1101时，sd(m)＝＝′1′为1101，sd(m)＝＝′0′为0010；
度未超过设定门限时，确定噪声信号取值为零。
噪声信号取值为零。
noise(t)生成方式如下：
理，以达到更好的效果。
谱与输入信号的频谱相同，需要对噪声信号进行频谱成型。关于多级噪声成型滤波器的设
计，本实施例中有两级滤波器系数的设计，第一级噪声成型滤波器的系数设计采用一种等
间隔出现相等个数零值的滤波器系数，其中这些零值是等间隔出现，且每次出现时零值的
个数是相等的，滤波器中这些零值的设计既可以是直接设计具有等间隔出现相等个数零值
的滤波器，此时一般采用函数ifir(Interpolated FIR filter)来直接设计等间隔出现相
等个数零值的滤波器系数，也可以对设计好的滤波器系数进行内插零值，此时一般采用函
数firpm(1inear-phase FIR filter using the Parks-McClellan algorithm)来设计，由
于采用等间隔出现相等个数零值的滤波器系数，所以可以采用多相滤波，输入数据分成多
相(N＝2相)，每一相的数据和非零值的滤波器系数卷积，由于输入的信号减少了一半，使
得使用的乘法器个数减少一半(2相)，如果是3相，乘法器个数将减少到1/3，如果是N相，
则乘法器资源减少到1/N，从而达到节省资源的目的。由于滤波器系数等间隔出现零值，所以一定会出现镜像。第二级采用镜像滤除滤波器，滤除所述多相噪声成型滤波器输出的信
号中镜像信号，削除镜像的滤波器系数过渡带可以做得非常缓慢，所以滤波器系数的阶数
可以做得很短，大大短于多相滤波器系数的长度，并进一步降低FPGA处理滤波的硬件乘法
资源。
0，-147，0，-566，0，161，0，696，0，-175，0，-855，0，189，0，1052，0，-201，0，-1303，0，213，0，
1636，0，-223，0，-2101，0，231，0，2810，0，-238，0，-4052，0，243，0，6887，0，-246，0，-20864，
0，-32565，0，-20864，0，-246，0，6887，0，243，0，-4052，0，-238，0，2810，0，231，0，-2101，
0，-223，0，1636，0，213，0，-1303，0，-201，0，1052，0，189，0，-855，0，-175，0，696，0，161，
0，-566，0，-147，0，458，0，132，0，-369，0，-118，0，294，0，104，0，-232，0，-90，0，180，0，77，
0，-138，0，-65，0，103，0，54，0，-75，0，-43，0，55，0，36，0，-34，0，-20，0，36，0，37，0，-1，
0，-15。
噪声信号的虚部imag(noise_h(t))与所述复数信号x(t)的虚部Q(t)进行对削，具体计算
如下：
号，由于滤波器系数的设置使噪声信号与输入信号同频谱，削峰后的频谱没有恶化，并且
PAR有效降低，采用这种多级噪声成型滤波以后的效果如图8所示。
相位的求取；噪声信号求取部件20，根据获取的幅度与设定门限进行峰值检测，根据峰值
检测结果及所述获取的相位求取噪声信号；多级噪声成型滤波器30，用于对求取的噪声信
号进行多级滤波完成噪声信号频谱成型，并输出频谱成型后的噪声信号；延时器40，用于
将输入的完成多载波信号叠加后得到的复数信号延时，以与输出的频谱成型后的噪声信号
保持同步；第一减法器50，用于将所述延时器输出的复数信号与频谱成型后的噪声信号进
行对削，实现信号峰值功率削除。
102，用于利用多级坐标旋转运算方法获取映射后的复数信号的幅度和相位，图中mag为获
取的幅度，sin’为获取的相位的正弦值，cos’为获取的相位的余弦值；I/Q解映射器103，用于对获取的映射后的复数信号的幅度和相位进行逆映射，获得所述复数信号的幅度和相
位，由于实部I/虚部Q映射中进行的是符号位取反和I、Q位置的调换，所以不会影响到幅
度，I/Q解映射器根据输入的采样的实部Sign_i和采样的虚部Sign_q，对sin’、cos’进行逆映射得到sin和cos，swap_iq包含了I/Q是否对调，是一个标志位，如在I/Q对调时等于
1，否则等于0。
旋转运算：
旋转运算模块输入的id和qd，最后一级坐标旋转运算模块输出的id为映射后的复数信号
的幅度；
值并输出；余弦值查询模块，接收入口地址模块输出的m，查找预先存储的该m对应的sin_
lult(m)，获得复数信号的相位的余弦值并输出；
号(Apha_i和Apha_q)；比较器203，用于比较所述第二乘法器输出的差值SP是否大于零；
输出模块204，根据比较器203的比较结果，在差值SP＞0时，将所述乘法部件202输出的
信号(Apha_i和Apha_q)作为噪声信号(noise_i＝Aphai，noise_q＝Aphaq)输出，在差
值SP≤0时，输出取值为零的噪声信号(noise_i＝0，noise_q＝0)。
噪声信号同频率的设定门限threshold进行内插实现2倍频采样，并输出到所述第二减法
器201；第三内插器207，连接在幅度和相位求取部件10和乘法部件202之间，对获取的相
位(cos和sin)进行内插实现2倍频采样，并输出到所述乘法部件202；第一采样器208，连
接在乘法部件202与输出模块204之间，对乘法部件202输出的信号进行1/2倍频采样后
输出(具体输出Apha_i)；负延时器209，连接在乘法部件202与第二采样器210之间，对乘
法部件202输出的信号提前一个采样点输出；第二采样器210，连接所述负延时器209和输
出模块204之间，对负延时器209输出的信号进行1/2倍频采样后输出(具体输出Apha_
q)。
法器分别实现噪声信号实部和虚部的采样。
波器(即图中第一级多相噪声成型滤波)，对求取的噪声信号进行多相频谱成型滤波；第二
级噪声成型滤波器，采用镜像滤除滤波器(即图中第二级镜像滤除滤波)，滤除所述第一级
噪声成型滤波器输出的信号中的镜像信号。第一级原型滤波系数H1和第二级原型滤波系
数H2的设计及取值同前面实施例的削除信号峰值功率的方法中滤波器系数设计。
峰值功率的方法进行信号峰值功率削除；对完成信号峰值功率削除后的复数信号进行数字
上变频后发送。
除；数字上变频器DCU，用于对完成信号峰值功率削除后的复数信号进行数字上变频后发
送。
号进行信号峰值功率削除；数字上变频器DCU，用于对完成信号峰值功率削除后的复数信
号进行数字上变频后发送。
只需要简单的移位和加法操作就能完成，节省了硬件乘法器的资源；对于宽频信号：E频段
50M(2320MHz-2370MHz)D频段50M(2570MHz-2620MHz)信号采用多级噪声成型滤波，计算出
来的噪声采用两级滤波结构，第一级频谱成型，阶数比较长，通过采用多相方式降低硬件乘法器的使用，第二级滤波仅仅滤除第一级的镜像，滤波器过渡带可以很宽，这样也就降低了第二级滤波器阶数。总体来说，可以节省乘法器资源30％以上。
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