本发明涉及视频记录/重放系统，特别是产生灵敏时钟信号，它被用来，在记录期间把从复合视频信号中分离出来的色度信号下调到色底信号;在重放期，把色底信号上调到色度信号，并使之包含在再生的复合视频信号之中。

最近，随着视频信号的数字处理技术的发展，家用VCR已进入市场，它被设计成提供高清晰度和高质量的图像。在此引用C.H.Strolle等人，1992年5月12日发表的，题为“能使限制带宽记录和重放的视频信号记录系统”的美国5，113，262号专利的说明书和附图做参考。该系统被设计成提供高清晰度家用VCR，同时与标准VHS系统兼容。

美国专利5，113，262中所述视频信号记录系统，把复合视频信号数字化，并使其经受自适应数字时空滤波，以便分离出完全没有色度信息的数字化亮度信号。这个数字化亮度被用作一个数字频带分离滤波器的输入信号，该滤波器，对于数字化亮度信号产生一个数字低通滤波器频响，和对于数字化的亮度信号产生一个数字高通滤波器频响，两个频响在中频段表现出交叉。数字高通滤波器频响相对于数字低通滤波器频响被适当地削弱，然后在中频附近折叠，表现为一个相反的频谱，它所占基带区段与正常频谱数字低通滤波频响相同。然后，所得的带有伴生的水平和垂直同步信号的压缩带宽亮度信号被用于 对一个亮度载波频率进行频率调制，产生一个被记录在录像带上的亮度（luma）信号区，其方式完全是按照标准VHS系统技术规范。

在美国5，113，262号专利中所述的视频信号记录和重放系统的重放电路，包括一个时基校正器（TBC），在重放期间，对于通过标准方法从录像带中以模拟方式还原，接着又被数字化的压缩带宽亮度信号中的时基误差（TBE）进行校正。TBC是一个装置，在其中，视频信号中包含的时基误差被一个起到时基缓冲器作用的存储器消除了。带有TBE的视频信号，按照一个与带有TBE的视频信号同步的时钟信号，被写入存储器，并且按照一个稳定的时钟信号被读出。“TBE”这个词表示在一个VCR记录和重放系统中由于机械因素，例如在录放期间磁带传输速度变化，磁带颤动等，引起的信号抖动。

时基校正后的压缩带宽亮度信号是展开的，并且这个展开的信号经受自适应数字时空滤波，以便分离出一个完全没有折叠成份的，全频谱的数字化亮度信号。然后，被分离出的，完全没有折叠成份的数字化亮度信号的高频区被加重。

在美国专利5，113，262号文件中所述视频信号记录系统，在记录和重放色底形式的色度信号时有点仿效标准VHS系统工艺规程。重放以色底形式记录的色度信息的标准VHS工艺规程，包括下节所述的措施，该措施防止视频信号中的时基误差（TBE）插入色度误差。例如TBE出现在待录的，来自另一台录像机的复合视频信号中，是由于用来放音的磁带传输速度的变化，磁带颤动等原因。在记录期间，由于用来记录的磁带传输的速度变化，磁带颤动等原因，TBE还会产生。在以后的放音期间，由于用来放音的磁带传输速度变化，磁带颤动等原因，TBE 仍然还会产生。

在记录期间，被分离的，具有3.58MHz抑制载波的色度边带，和4.21MHz振荡差拍，产生一个629KHz抑制载波的复合调幅边带。插入的色同步信号在下调过程中，被差拍降到629KHz，以便产生一个色底信号。在降频转换中用的4.21MHz振荡，是来自锁相振荡器（PLO）的，一个所谓“灵敏时钟信号”。这个PLO包括一个电压控制型振荡器（VCO），VCO的频率和相位是由一个误差信号电气控制的，并和一组扫描线频率同步。为了达到这种同步，VCO被包含在一个校正反馈环路中，其中VCO把它的振荡供给一个分频器，分频器又把振荡的一个分谐波供给频率和相位比较器，频率和相位比较器把它的比较结果供给一个环路滤波器，由它确定该环路减小误差信号的速度，并且滤波器频响被用于VCO，以便校准振荡频率和相位由此完成调整来自VCO的振荡频率和相位的校正反馈环，从而减少误差信号。如果滤波器频响时间常数不是明显大于扫描线持续时间，4.21MHz振荡的频率和相位，就按照水平同步中的TBE变化。在调到629KHz的下变换中，色度信号中的TBE与4.21MHz振荡中的TBE差动地结合，所以色底载波实际上不含TBE。在重放期间，在一个上调升频变换过程中，稳定的4.21MHz振荡与色底信号差拍，产生色同步信号和色度边带，其3.58MHz载波实际上不含TBE。

本发明的目的是考虑到需要产生时钟信号，在对复合视频信号数字化时，这被用于由模数转换器对复合视频信号采样的定时，接着，它被用于，所得数字采样信号进入时基校正器存储器的计时。前面提到，TBE出现在待录的，来自另一台录像机的复合视频信号中，是由于用来放音的磁带传输速度变化，磁 带颤动等原因造成的。为了用模一数转换器逐个像素地改变对水平扫描线采样时间，而跟踪任何一个这种TBE，在供记录的复合视频信号的数字化期间，模数转换器的计时信号是由一个锁相振荡器（PLO）提供，该PLO被锁定在从被数字化的复合视频信号中分离出的水平同步脉冲上。该PLO包含一个电压控制振荡器（VCO），该VCO的频率和相位由一个误差信号电控制，并与一组扫描线频率同步。（该VCO实际上也可以是一个电流控制型振荡器，熟悉PLO设计的人都懂得这一点）。

为了与一组扫描线频率同步，该VCO被包含在一个校正一反馈环路中，在其中，VCO把它的振荡供给一个分频器，分频器把一个该振荡的分谐波供给频率和相位比较器，频率和相位比较器把它的比较结果供给环路滤波器，由它确定环路减少误差的速度，并且滤波器的频响被用于VCO，以便校正其振荡的频率和相位，由此完成一个校正一反馈环，它调整来自VCO的振荡的频率和相位，从而减少了误差信号。如果滤波器频响时间常数不是明显大于一个扫描线持续时间，来自VCO并进入模-数转换器的时钟信号的频率和相位就按照水平同步中的TBE改变。水平同步信号中的TBE是亮度信号中TBE的指数，所以，当时基校正器存储器按照一个稳定时钟脉冲被读出时，亮度信号中的TBE可以得到补偿。

按照本发明，在与色底信号有关的下调（降频）和上调（升频）过程中使用的4.21MHz正弦信号，不是直接通过一个在4.21MHz频率振荡的，锁相模拟振荡器产生的。而是，该4.21MHz频率灵敏时钟信号是从较高频振荡中获得的，该高频振荡作为时钟信号，被供给使亮度信号数字化的模-数转换器。这种获得方式，还可使用一个在只读存储器（ROM）中存储的 正弦波查阅表，或把一个稳定的振荡器与较高频振荡，或由分频获得的该振荡的一个分谐波差拍而得到。

本发明的一个实施例是，在记录复合视频信号的录像机中，包含有一个把正被记录的复合视频信号的采样信号数字化的模-数转换器。一个同步分离器，把水平同步信息从被录的复合视频信号中分离出来。经过滤波把被录复合视频信号中的色度信号分离出来，并且由降频变换器，把分离出的色度信息和灵敏载波信号混频，由此产生一个色底信号。一个受控振荡器以一定频率产生一个连续的像素时钟信号，该信号的频率和相位由振荡器控制信号确定，振荡器频率大于两倍的灵敏载波信号频率，并且设定模-数转换器的采样频率。一个计数器计算由受控振荡器提供的像素时钟信号数，并且计数器包括，在计算出四条扫描线中产生的像素之后，把其记数恢复到初始值的装置。一个分频器，按规定倍数，对得数进行分频，产生一个分谐波。一个鉴别器，确定当来自上述计数器的得数的分谐波，在频率或相位上不同于从被录复合视频信号分离出的水平同步信息时，就产生一个误差信号。一个低通滤波器响应该误差信号，产生振荡器控制信号。这就完成了一个锁相环路，它包括受受振荡器，计数器，分频器，鉴别器和低通滤波器;并且灵敏载波信号是响应计数器的状态而获得的。这种获得方式，还可使用一个存储在只读储器（ROM）中的正弦波查阅表或把一个稳定振荡器和一个较高频振荡器或由分频获得的该振荡的分谐波的差拍而得到。

图1是实施本发明目的的视频电路的一个原理图;

图2是根据本发明进一步的目的，一个可被做成图1视频记录电路的修改的原理图，它改进了图1的性能;

图3是一个非标准输入检测器的原理图，用于检查供记录的视频信号，是否具有太多的时基误差需要进行时空滤波，而作为在记录过程中的一步，该检测器在图1和图2中作为视频记录电路的一个单元;

图4和5，是按照本发明目的，两个替换装置的原理图，用于在图1记录电路中产生4.21MHz的灵敏时钟信号;

图6是重放电路的原理图，用于按图2修改的图1视频记录电路，该重放电路实施本发明的其它目的;

图7、8和9分别是，在图6重放电路中产生4.21MHz稳定时钟的装置的原理图。

参见图1，实施本发明的一个视频记录/重放系统的记录电路包含一个从-复合视频信号中分离色度信号的色度分离器10，一个灵敏4.21MHz正弦载波信号发生器11，一个响应被分离出的色度信号和灵敏4.21MHz正弦载波信号，产生一个色底信号的下调（降频变换）混频器12，一个复合视频信号的第一模-数转换器（ADC1）13，一个色底信号的第二模-数转换器（ADC2）14，一个数字化复合视频信号的先进/先出（FIFo）存储器15，一个数字化色底信号的第二个先进/先出（FIFO）存储器16，一个色度信号记录处理器17，一个把色度信号和动边带结合的数字加法器18，和一个从复合视频信号中把水平和垂直同步脉冲分离的同步分离器19。先进/先出存储器15与一个写入地址发生器20和一个读出地址发生器30相结合构成第一时基校正器（TBC1）。一个写入地址发生器20和一个读出地址发生器30与先进/先出存储器16结合构成第二时基校正器（TBC2）。此外，记录电路进一步还包含一个亮度（luma）记录处理器40，根据本发明，它包含一个非标准输入检测器48和一个 多路转换器49，以便当一个具有过多TBE的复合视频信号被接收记录时，改变亮度（luma）记录处理器40中的连接。

写入地址发生器20是一个第一锁相环（PLL1），它包括单元21-25。低通滤波器21设定了一个PLL1误差信号的环路时间常数τ1，该环路时间常数τ1稍长于水平扫描线持续时间。电压受控振荡器22振荡在一个频率（或接近于这个频率），该频率是水平扫描线频率的高次（例如640）倍，这个振荡频率由经低通滤波器21滤波的PLL1误差信号控制。来自VCO22的振荡，控制模-数转换器13和14进行采样的定时。所接的写入地址计数器23，用于对振荡器22的每个振荡周期计数。写入地址计数器23的320个读数由解码器24解码，作为一个第一输入信号提供给频率和相位比较器25。熟悉锁相环设计技术的人都懂得，在产生反馈信号，使其与一个基准信号比较，以便产生一个误差信号去控制VCO的频率和相位的过程中，对来自VCO的振荡计数并对一个被选定的读数，或被选定的相邻读数群进行解码，提供了对振荡器频率分频。第二个输入比较器25的信号包含被分离的同步脉冲。比较器25是已知形式比较器的一种，它产生的输出信号与其第一和第二输入信号对应边沿之间的微分延迟成正比。比较器25把它的输出信号供给低通环路滤波器21，接通锁相环PLL1。由于环路滤波器21的时间常数稍长于水平扫描线的持续时间，锁相环PLL1只响应被分离的水平同步脉冲，而不对垂直脉冲响应，并且相当快地，精确地跟踪输入信号的时基误差。

读出地址发生器30，是第二锁相环路（PLL2），它包含单元31-35。低通滤波器31为PLL2的误差信号设置了一个环路时间常数τ2，该时间常数τ2，约是一个水平扫描线持续时间的20 倍。电压受控振荡器32在一个频率上（或接近这个频率）振荡，该频率是水平扫描线频率的高次（例如640）倍，该振荡频率由经低通滤波器31滤波的PLL2误差信号控制。读出地址计数器33，用于对振荡器32的每个振荡周期计数。读出地址计数器33的读数零经由解码器34解码，作为一个第一输入信号供给频率和相位比较器35。比较器35的第二输入信号包含被分离的同步脉冲。比较器35是和比较器25同类型的比较器，它提供其输出信号给低通环路滤波器31，接通锁相环路PLL2。环路滤波器31的时间常数，约20倍于一个水平扫描线持续时间长度，它使得第二锁相环PLL2与输入信号中的垂直同步信号同步，而不是跟踪输入信号中的快变化。

相应地，写入地址计数器23快速跟踪复合视频输入信号的计时变化，同时产生一个写入地址信号WR，写入地址发生器20把它分别提供给第一F1F0存储器15用于使复合视频信号数字化，和提供给第二F1F0存储器16用于使色底信号数字化。由于读出地址计数33与在一长期内求平均的复合视频输入信号的计时同步，且不受磁带抖动等因素的影响，计数器33产生一个相对稳定的读出地址信号RD用于时基校正器TBC1的F1F0存储器15，和用于时基校正器TBC2的F1F0存储器16。

F1F0存储器15和16各自被假设能够存储一个全扫描线的象素。在供给F1F0存储器15和16的写入地址与供给F1F0存储器15和16的读出地址之间需要有一个偏移，以便各存储器实现其暂存功能，而不会出现在读出之前重写的情况。这个偏移可以仅仅是，通过使解码器24和34产生相隔半个扫描线的输出“1”来实现。

由F1F0存储器15以及地址发生器20和30构成的时基校 正器TBC1消除复合视频信号高频成份中的时基误差TBE1，从而简化了亮度（luma）信号在亮度（luma）记录处理器40中的空间处理。该亮度（luma）记录处理器40包括一个自适应亮度信号分离器，该分离器包含一个时间滤波器41，一个空间滤波器42，一个运动信号检测器43，一个软开关44，和一个运动系数发生器45。时间滤波器41在美国专利5，113，262号文件中作为梳状滤波器，它包括通称“帧梳”滤波型的梳状滤波，这种滤波适于过滤连续电视图像中的静止部分，而不是活动部分。空间滤波器42在这里作为一个梳状滤波器，它包括通称“线梳”滤波型的梳状滤波，该种滤波适于过滤连续电视图像中的活动部分而不是静止部分。运动系数发生器45产生运动系数K和（1-K），它们被记录在由检测出的运动信号值寻址的一个只读存储器（ROM）查阅表中。软开关44根据所提供的运动系数K和（1-K）确定时间滤波器41和空间滤波器42的输出比。特别是，在已批准的美国专利5，113，262号文件中所述的这种自适应亮度（luma）信号分离器后面有一个最好是自适应型的，例如美国专利5，113，262文件中所述的频谱折叠器46。运动处理器47，把从运动信号检测器43来的运动信号调制到一个4相位载波上，去产生一个由落入与色底信号C交叉的Fukinuki孔中的边带组成的信号M。信号C和M作为被加输入信号供给加法器18。

下面只对为实现本发明而修改的亮度（luma）记录处理器40中的那些部分详述。本发明的结构和美国专利NO5，113，262号文件中所述结构的一个区别是，响应于由非标准输入检测器48分类为一个非标准输入信号的复合视频信号，多路转换器49选择出算术1，而不是运动信号从非运动的算术0到运动检测 器43产生的全运动的算术1的范围，该选择的算术1用于运动系数发生器45和运动处理器47。这就迫使来自运动系数发生器45的输出值K和（1-K）去限制亮度（luma）信号L，使之完全由空间抽出的亮度（luma）采样信号组成，对于一个非标准输入信号来说，与运动信号存在与否无关。换言之，当检测到一个非标准输入信号时，来自F1F0存储器15的时基校正数字化信号首先在空间域中被处理，以便产生作为输出信号从亮度（luma）记录处理器40提供的亮度（luma）信号L。

非标准输入检测器48，根据输入信号是否是一个包含TBE的非标准信号，而产生一个控制信号1或0。图1所示非标准输入检测器48被假定具有这种形式，它通过确定来自写入地址计数器23的写入地址WR与来自读出地址计数器33的读出地址RD之间的差来读出检测抖动信号，然后确定正在输入的视频信号是否一个非标准信号。这种形式的非标准输入检测器的一个特定实施例，被详细地在本说明书中结合附图4予以陈述。非标准信号检测器48并不仅限于这一特定类型，对非标准信号检测器结构的全部要求是该检测器能检测出正在输入的信号是否一个包含TBE的非标准信号。

记录电子线路中的其余部分未在图1中示出，但它与美国专利5，113，262文件中所述类似。亮度（luma）信号L被由数字形式转化到模拟形式，并被用于对FM载波调频，来自加法器18的c+m输出信号由数字转化到模拟形式，并被加到FM载波上。然后，所得总信号，用螺旋扫描技术，记录在一个磁性载体上。

在本发明色度信号记录电路中，下调转换器12接收发生器11的灵敏4.21MHz输出信号，这样在色度信号降频变换期间， TBE就出现在所得的色底信号中。引入所得色底信号的TBE与来自模-数转换器14的采样时钟信号中的TBE一致。如果根据一个定期发生的稳定时钟对来自模-数转换器14的数字采样信号再定时，则它们就不会含有与色底载波频率有关的TBE。因此，在用一个稳定时钟重放上调（升频）期间，能够再生色度信号，而在色度副载波定相中没有明显误差。除了灵敏4.21MHz载波是用不同方法产生外，这很类似于现有技术的做法。在已有技术做法中，在记录期间没有亮度信号的时基校正，这会象在亮度信号和色度信号之间一样，产生一个差分TBE，造成在重放期间，产生亮度/色度跟踪问题。在此不需要对亮度信号进行时基校正，因为在记录过程期间，亮度信号不被数字化和数字滤波。然后，在现有技术的做法中则是在随后的重放期间把色底信号和来自晶体振荡器的稳定的4.21MHz正弦波混频，从而上调色底信号，由此再生出复合视频信号的色度边带，它被供给一个VHF电视通道调制器。由于4.21MHz正弦波和色底信号载波两者都不含TBE，产生在色同步信号期间的再生的3.58MHz副载波也就不含TBE，这就使彩色电视接收机中的本机彩色振荡器容易同步。更何况超出本机彩色振荡器的AFPC环路同步范围的可能性很少。

在磁带录象机中，在记录期间，亮度信号被数字化，然后被数字滤波，特别当滤波在横向进行时，本发明就是涉及这种录像机，需要对亮度信号进行时基校正，以便能着手进行数字滤波。通过使用一个4.21MHz的灵敏载波下调3.58MHz色度信号，而产生色底信号，这是为了校正与色底载频有关的TBE。不过，与色底信号调制作用有关的TBE不用这种方式校正，因为亮度信号是经过时基校正，而色底信号的调制作用则未经校 正，在L信号中的亮度信息和由模-数转换器14提供的数字化色底信号中的色度信息之间有一个合成的微分时基误差。这种误差对被录图像重放期间，在荧光屏上的亮度/色度跟踪构成一个障碍。

这个亮度/色度跟踪的障碍可通过对ADC14所提供的数字化色底信号的时基校正而排除，这个时基校正与施加于ADC13提供的数字化亮度信号上的时基校正相对应，这个数字化的色底信号的时基校正，是由F1F0存储器16实现的，它接受F1F0存储器15的读出地址作为其写入地址，并且接受F1F0存储器15的写入地址作为它的读出地址。包含单元16，20和30的时基校正器TBC2势必对重放录像带节目的彩色电视接收机中的本机彩色振荡器的同步产生不利影响，为了在重放装置中进行补偿，在本说明书中详细描述图6时，将进一步解释这个问题。

经时基校正的数字化的色底信号的色度信号由F1F0存储器16提供给色度记录处理器17。色度记录处理器17限制响应输入色度信号的图像，执行抗串音滤波，防止串音进入Fukinki孔，来自运动处理器47的运动信号M将去占据这个孔，然后，把最后的色度信号作为相加器18的一个输入信号。

图2示出了一个修改的亮度记录处理器400，它可以代替图1记录电路中的亮度记录处理器40，除包含处理器40的单元41-49处它还进一步包含元件401-404。亮度记录处理器400响应于一个由分类为非标准的记录提供的输入信号，把供给相加器18的运动信号M设定为零。采取这种做法是较好的，即根据非标准的输入信号，把供给相加器18的运动信号M调到最高值，这一点与图1记录电路相同。这种做法的好处是运动信号M取最高值时必然会出现某些不希望进入色底信号C 的串音。不过，这种做法需要提供某种其他方法去通知录像带重放电路表示所记录的录象信号是由一个非标准信号，重放电路只需要在两维空间域对它进行处理，而不是在时域内逐场或逐帧进行处理。

当非标准输入信号检测器48把所接收的视频输入信号分类为标准化输入，或在完全不含TBE时，并且提供一个逻辑0到多路转换器401时，多路转换器401被用来有选择地把一个来自运动处理器47的运动信号M，加到相加器18上。当非标准输入信号检测器48把所接受的用于记录的视频输入信号分类为非标准化输入时，并且施加一个逻辑1到多路转换器401上时，多路转换器401有选择地把一个算术0加到相加器18上，而不是把来自运动处理器47的运动信号M加到相加器18上去。

ID信号发生器402的形式是采用任一已知方法，根据来自非标准输入检测器48的输出信号“1”，产生一个能够识别非标准输入信号的ID码。例如，在记录到一个非标准视频信号时，ID码可以是一个连续的伪噪音脉冲序列，而当记录到一个标准视频信号时，ID码可以是黑色电平或一个不同的连续伪噪音脉冲序列。多路转换器403接受折叠器46和ID信号发生器402的输出信号做为输入信号，并响应一个来自门控信号发生器404的控制信号的状态，选择这些输入信号之一作为标准信号，作为其输出信号的基准。在规定的扫描线的活动部分，或在紧接着垂直消隐周期的期间内，门控信号发生器404响应一垂直同步信号去产生一个门控信号，它被加到多路转换器403上作为控制信号，控制多路转换器403，选择其ID码输入信号作为标准信号，作为其输出信号的基准。多路转换器403提供一个 时分多路亮度和ID信号L+ID到记录电路的其余部分，该电路是普通的电路。

图3较详细地示出了非标准输入信号检测器48的可能结构。一个数字加法器481把二进制数320（一个扫描线中640个象素的一半）与来自计数器33的读出地址相加，以产生一个信号，在没有TBE时，该信号应该等于来自计数器33的写入地址，并且通过一个数字减法器482与来自计数器33的写入地址不均匀结合。减法器482把其差信号供给一个数字平均滤波器483，它对许多采样信号取平均值。在滤波器输出信号中，一个绝对值电路484对作为绝对值电路输入信号的平均值进行校正。绝对值电路484的输出信号被加到门限检测器485，它由数字比较器组成。当绝对值电路484的输出信号超过一个予定值，门限检测器485就产生一个逻辑1表示接收到的用于记录的视频输入信号被分类为非标准信号。如果绝对值电路484的输出信号不超过予定值，门限检测器就产生逻辑0输出表示为记录而接收的视频输入信号被分类为标准信号。

图4示出了一种产生灵敏的4.21MHz时钟的方法，除了在写入地址发生器20中的锁相环路PLL1之外，没有用其它锁相环。写入地址计数器23被较详细示出，它包含一个4级二进制计数器231，用于对来自VCO22，并供给计数器231进位输入（CI）端的10.1MHz振荡计数，在计数器进位输出端（CO）上产生一个629KHz方波，一个6级二进制计数器232对由4级二进制计数器231的进位输出端（CO）供给计数器232进位输入端（CI）的629KHz方波计数，并有一个解码器233用于响应计数器231和232的复合计数，在复合计数达到10    0111    1111之后，把复合计数复位到00    0000    0000。

灵敏时钟发生器11被较详细地示出，它包含一个放大器111，放大器111接收来自计数器231进位输出端（CO）的629KHz方波作为其输入信号，一个晶体振荡器112产生一个在时间上非常稳定的3.58MHz正弦波，一个计数器113用于对水平扫描线模4计数，一个可编程序移相器114用于根据模4计数，把3.58MHz正弦波以90°步幅移相，一个上调混频器115，它响应来自移相器114的被移相后的3.58MHz正弦波振荡和放大器111的被放大后的629KHz输出信号二者的和频率，产生一个灵敏的4.21MHz时钟频率，后者之所以“灵敏”，原因是锁相环PLL1的时间常数τ1短。

采用移相器114是因为在视频记录期间有一个从一个水平扫描线到下个水平扫描线的90°增量相移。它在视频记录期间使629KHz色底载波以90°增量从一个水平扫描线移相到下一个扫描线。作为例子，可编程序移相器114可以包含一个多抽头的模拟延迟线，用于提供3.58MHz正弦波的0°，90°，180°和270°相位，还包括一个多路转换器，它根据扫描线的每个模4计数，选择相应的3.58MHz正弦波的四个相位之一，作为可编程序移相器的输出信号。

图5示出了产生灵敏的4.21MHz时钟的另一种方案，除在写入地址发生器20中的锁相环PLL1之外，没有用其它锁相环。灵敏4.21MHz时钟可以用一个只读存储器117产生，存储器117存储正弦波查阅表，根据水平扫描线的模4计数，从查阅表中选择一个合适的波形读出。由于在视频记录期间有一个从一个水平扫描线到下一个扫描线的4.21MHz的90°相移，查阅正/余弦表假定是按四个扫描线的周期进行。数-模转换器118把来自ROM117的读出信号转换成模拟形式，以便用于图1 或2中的下调混频器12。

熟悉查阅表技术的人将会看到，不需要存储两个全扫描线的4.21MHz正弦波和余弦波的ROM117，可以利用两个扫描线上这些函数的对称关系和相似性，除了在时间坐标中的移相之外，可以降低对ROM的存储要求。12位写入地址中的三个较重要的位可被用于控制12位写入地址中其它九个次要位的修改，以便产生ROM地址，该ROM存储4.21MHz正/余弦函数的半个扫描线，并且控制ROM的输出信号，选择性地使其无效，以便对每个扫描线产生相位准确的4.21MHz载波。在本说明书附加的权利要求中，这一替换电路被认为是包含在“只读存储器”这一术语的范围之内。

在图4和5中，写入地址计数器23的复位端是用作扫描线计数器113的计数输入信号，该计数器在本发明中的用途仅是按模4对连续的水平扫描线计数的一个二级二进制计数器。然而，为了其他目的，也可以用一个多级二进制计数器113累积连续扫描线或半扫描线的较高计数。并且该计数器113的二位输出信号可被用于提供图4中所用的扫描线的模4计数，以便控制可编程序移相器114，并可用在图5中去寻址存储4.21MHz正/余弦查阅表的ROM的地址。这样的一个多级二进制计数器113应是这种形式，它在两个帧周期内对水平扫描线计数，从而使连续水平扫描线的模4计数顺利进行。

图6的重放电路接收一个按照已有技术方法从记录载体中再生的时分多路转换L+ID信号，由此再生出亮度信号，并且接收一个按照已有技术方法从记录载体中再生的C+M色底信号编码的色度及运动信号C+M，以便再生出色底信号。模拟的L+ID和C+M信号分别通过一个第三模-数转换器（ADC3） 513和一个第四模-数转换器（ADC4）514被数字化，它们在结构上分别与第一模-数转换器（ADC1）13和第二模-数转换器（ADC2）14相似。数字化的L+ID信号被加到一个第三时基校正器515（TBC3），它在结构上与第一时基校正器15（TBC1）相似。数字化的C+M信号被加到一个第四时基校正器516（TBC4），它的结构类似于第二时基校正器16（TBC2）。因此，可以设置开关电路（未示出），在重放期间把单元13-16用作单元513-516，而不必使用单独的单元513-516。

亮度再生电路包括第三模-数转换器513（ADC3），第三时基校正器515（TBC3），一个亮度重放处理器540，一个ID信号检测器550和一个多路转换器551。通过使用适当开关电路（未示出），在重放期间，亮度重放处理器540可以使用在记录期间在亮度记录处理器40中所用的那些单元。ADC3513把亮度和ID信号L+ID数字化，并且TBC3515对所得数字化信号执行TBE校正。ID信号检测器检测所记录的ID信号，确定要被再生的一个场的亮度信号是否为一个非标准信号。当且仅当再生亮度信号是非标准信号时，ID信号检测器550产生一个控制信号，去控制多路转换器551把一个算术1（被假定是运动信号M的最大值）加到亮度重放处理器540，控制处理器540通过空间处理仅产生一个输出信号L。

亮度重放处理器540包括一个展开器546，它把通过频率折叠形成的压缩带宽亮度信号恢复到其原有的频率带宽，一个时间滤波器541用于消除一个折叠载波和一个不希望有的图像边带，一个空间滤波器542，一个噪音消除器543用于当再生信号是由传统VHS系统记录时改进图像的质量，一个软开关544，一个运动系数发生器545，和一个多路转换器547。来自软开关 544和噪音消除器543的输出信号提供给多路转换器547作为其输入信号，由一个方式选择信号进行选择，多路转换器547按原样复制出上述的一个输出信号，作为其自身的输出信号，方式选择信号确定来自磁带的重放视频信号的种类，例如它是一个常规的VHS系统，或是一个带宽压缩系统。运动系数发生器545执行如前述亮度记录处理器400中运动系数发生器45相同的操作，这是根据ID信号检测器550的输入信号进行的。

色度再生电路包括第四模-数转换器514（ADC4），第四时基校正器516（TBC4），一个运动/色度分离器517，一个数-模转换器518，一个4相位稳定4.21MHz载波发生器519，和一个上调转换器520。ADC4    514把再生的运动和色度信号数字化，并且TBC4    516对数字信号再生期间的TBE进行校正。运动/色度分离器517分离运动信号和色度信号，并把运动信号供给多路转换器551，以便有选择地应用于运动系数发生器545。被分离的色度信号通过数-模转换器518被变换成模拟形式，以便作为输入信号用于上调转换器520，按照由4.21MHz载波发生器519提供的一个稳定的4.21MHz时钟信号，从629KHz频率上调到3.58MHz频率。发生器519在重放期间提供一个4相位4.21MHz稳定时钟，其相位变化是从一个水平扫描线到下一个扫描线，这些相移和视频记录期间引入的从一个水平扫描线到下一个扫描线的629KHz色底载波的相位移差拍，从而使来自上调混频器520的再生3.58MHz色度边带中的这些相移互相抵消。因此，在对由混频器520的再生3.58MHz色度边带的载波定相时的线对线的变换是重现出对最初记录的复合信号中的3.58MHz色度边带进行载波定相时的那种线对线的变换。

来自混频器520的再生3.58MHz色度边带和来自多路转 换器547的亮度信号L在图6所示电路之后的电路中进一步结合，通常把滤波的步骤放在这种进一步结合而产生一个复合视频信号的步骤之前。这个复合视频信号和一个被调制的声音载波重新结合，然后被用于调制一个低电平射频载波。被调制的r-f载波适用于彩色电视接收机。

图7示出了图6中稳定4.21MHz发生器519可能采取的一个形式，假设重放期间用的时基校正器TBC4使用与记录期间用于时基校正器TBC2的相同的读出地址发生器30。读出地址发生器30包括一个读出地址计数器33。读出地址计数器33被较详细地示出，它包括一个4级二进制计数器331，计算从VCO32供给其进位输入端（CI）的10.1MHz振荡，在其进位输出端（CO）产生一个629KHz方波，一个6级二进制计数器332计算从4级二进制计数器331的进位输出端（CO）供给其进位输入端（CI）的629KHz方波，以及一个解码器333响应计数器331和332的复合计数，在复合计数达到10    0111    1111之后，把该复合计数复位到00    0000    0000。

4.21MHz稳定时钟发生器60被较详细地示出，它包括一个放大器61接收来自计数器331的进位输出端（CO）的629KHz方波作为自己的输入信号，一个晶体振荡器62用以产生在时间上非常稳定的3.58MHz正弦波，一个按模4对水平扫描线计数的计数器63，一个可编程序移相器64根据模4计数对3.58MHz正弦波进行90°步幅移相，以及一个上调混频器65响应于来自移相器64的被移相的3.58MHz正弦波振荡和来自放大器61的被放大的629KHz输出信号的和频率，产生稳定的4.21MHz时钟频率，后者的信号的“稳定”的，原因在于锁相环PLL2的时间常数τ2长。可编程序移相器64被用于在重放期 间把来自一个水平扫描线的4.21MHz稳定时钟引入下一个扫描线，与一个在视频记录期间引入的，从一个水平扫描线到下一个扫描线的629KHz色底移相差拍，从而使这些相移在上调混频器520的输出信号中互相抵消。

图8示出了图6中稳定4.21MHz发生器519可能采取的另一种形式，再次假定，重放期间用的时基校正器TBC4使用在记录期间用于时基校正器TBC2的相同的读出地址发生器30。并假定读出地址计数器33与图7所述结构相同。扫描线计数器63被假定具有如图7所述相同的结构。一个只读存储器67存储正弦波和余弦波查阅表，并且一个数-模转换器68把来自ROM    67的读出信号转变成模拟形式，用于上调混频器520（图6）。ROM    67中的表是被有选择地顺序读出，这种选择是根据扫描线计数器63的水平扫描线模4计数进行的。这种选择例如是，把重放期间将4.21MHz稳定时钟从一个水平扫描线移到下一个扫描线的相移与视频记录期间将629KHz色底信号从一个水平扫描线移到下一个扫描线的相移差拍，从而使来自上调混频器520的3.58MHz色度边带中的这些相移互相抵消。

图9还示出了图6中稳定4.21MHz发生器519可能采取的另一种形式，它类似于在已有技术的VHS家用录像机重放电路的形式。但是不象图7和图8中的稳定4.21MHz发生器那么简单，可以较好地调节快进，帧静止及其他特技动作方式。来自数-模转换器518的模拟色底信号和所产生的4相位4.21MHz稳定载波频率在混频器601中差拍。所得的相位与一个复合视频信号相适应的3.58MHz边带被一个抑制稀有高次图像信号的带通滤波器602分离。一个色同步信号选通门603选择来自所得3.58MHz边带的色同步信号，把它送入一个同步相 位检测器604，它检测被分离的色同步信号与来自一个晶体振荡器610的3.58MHz振荡之间的误差。（因为3.58MHz晶体被如此广泛地用于彩色电视接收机中，它们相当便宜，并且3.58MHz振荡通常是作为控制磁带速度的伺服电机的时基基准）。误差信号通过一个时间常数τ3约为几个象素持续时间的低通滤波器605，然后作为控制信号加到一个电压受控629KHz振荡器606，再生色底信号的4相位载波。来自振荡器606的4相位629KHz振荡和来自晶体振荡器610的单相3.58MHz振荡在一个混频器607中差拍，产生4相位2.95MHz和4.21MHz载波。一个带通滤波器608选择4相位4.21MHz载波作为4.21MHz稳定时钟用于混频器601。由相互连接的元件601-608形成的负反馈环的作用是，在重放期间从3.58MHz色度边带和伴随的色同步信号两者中除去在视频记录期间附加的线对线的相位调制。

锁相环设计中的变量数，对于熟悉其设计的技术人员来说是已知的，这些变量还可以用于本发明的不同实施例中。例如，地址计数器的输出，实际上是一个数字化的锯齿波，它可以响应一个水平同步脉冲的再生的边缘而被锁定，产生一个误差信号用于由地址计数器对其振荡计数的VCO。又如，上述形式的锁相环可以改成用来自计数器的数字化锯齿波对一个存有陡峭斜率的鉴频特性的只读存储器寻址，该锯齿波响应一个水平同步脉冲的再生边缘而被锁定，从而产生一个误差信号用于被计数的VCO。还比如，数字鉴相器的响应可以被转换成模拟形式，并且水平同步脉冲可用来控制该模拟鉴相器的响应，产生一个误差信号，用于被计数的VCO。锁相环设计中的其它变量是已知的。

混频器12和520的形式是，其中的差拍信号的差是由混频器输出经滤波后的混频器输出信号进行选择。在这种混频器中，与本发明中其它视频记录/重放系统的实施例方案不同，在此是用混频器的输出经滤波后用于选择差拍信号的和，4.21MHz载波被2.95MHz载波代替。然而，这表明本发明已进一步脱离了VHS标准。

磁带录像机完全（或基本上）在数字状态下产生色底信号，从而能实施本发明的各项目的。尽管在分别记录的亮度信号和色度信号中的TBC是按照对折叠频谱的亮度信号进行处理的方式描述的，分别记录的亮度和色度信号的TBC在视频记录/重放系统中有着普通的应用，在该系统中进行亮度信号的数字处理或色度信号数字处理，或亮度和色度信号两者的数字处理，并且需要时基的稳定性。