本发明涉及电子电路的电源系统，特别涉及电源系统中的电压调 节器。

现代数字逻辑设备现在采用(U3fim工艺或更小尺寸的技术进行制 造。这些小尺寸工艺设备在非常低的电压下（比以前用于大多数设备 的电压低得多）工作，在不久的将来，可能就会普遍工作在1伏以下。 在这些使用低电压的设备系统中， 一个挑战是，怎样才能有效地将传 统系统中所用的主电源，如5伏或12伏电源，应用于这些l伏以下的 低电压设备。
特别是,传统的非隔离降压直流-直流变换器对于将12伏电源转换 成1伏电源来说效率过低。为了调节输出电压，传统的降压变换器会 改变导通周期的脉冲宽度。为了将12伏转换成1伏，传统的非隔离降 压直流-直流变换器的占空比将非常小，这导致高转换损耗以及低功率效率。

根据本发明的一些实施例，提供了一种耦合电感调节器系统，用 于将来自电源的输入电压转换成输出端的输出电压，该耦合电感调节 器系统包括：至少两个导电开关，用以将能量从电源传送至输出端； 与至少两个导电开关相连接的至少两个电感器，其中上述至少两个电 感器是在一个公共铁心上绕制的，且其中每个电感器所具有的极性使 得这至少两个电感器中的直流电流彼此抵消，并且其中电感器具有接 近等于1的耦合系数；与上述至少两个导电开关相连接的至少两个稳 流开关，用以在非导通周期中为电流提供路径；以及产生驱动信号的 驱动信号发生器，每个驱动信号具有约50%的占空比，其中驱动信号 控制上述导电开关。
13根据本发明的另一些实施例，提供了一种耦合电感调节器，用于将来自电源的输入电压转换成输出端的输出电压，该耦合电感调节器包括：控制导通时间的至少两种相位信号；S^两个暮,，期1«±^3g^Wl^ti位信号而从il^i糧；连接于上述至少两个驱动器和输出端之间的桥形网络，该桥形网络由耦合电感器构成而具有N级，其中N鈔是l, ^^中有^tW4m ^^»*«#自*«^^ 1fi^^系鋭其中每种相位信号具有约100%/2N的占空比；而输出电压则约等于所述输入电压除以2N。
还应指出，本申请要求于2003年8月21日提交的美国临时专利申请第60/496,957号的权益，其全部内容在此结合作为参考。
在附图和下面的说明书中，阐明本发明一个或多个实施例的详细内容。根据说明书和附图以及从权利要求，本发明的其^fe特征、目的以及优点将是显而易见的。
附圉说明
图IA是耦合电感调节器的一个实施例的框图。
图1B是导电开关的一 个实施例的示意图。
图2A是2:1降压调节器的一个实施例的框图。
图2B是2:1降压调节器的一个实施例的电路图。
图2C是与一个2:1降压调节器实施例相关的波形图。
图3A是1:2升压调节器的一个实施例的框图。
图3B是1:2升压调节器的一个实施例的电路图。
图4A是2:-1降压调节器的一个实施例的框图。
图4B是2:41降压调节器的一个实施例的电路图。
图5是具有同步整流器的1:2升压调节器的一个实施例的电路图。
图6A是降压结构耦合电感调节器的一个实施例的示意图，其中有
四个耦合电感器。
图6B是升压结构耦合电感调节器的一个实施例的示意图，其中有
四个耦合电感器。
图6C是反相结构耦合电感调节器的一个实施例的示意图，其中有
四个耦合电感器。
14图7A是一个与2:1调节器相连接的低损耗设备实施例的框图。图7B是一个与2:i调节器相连接的低损耗设备实施例的示意图。图8是多级调节器系统的一个实施例的框图。图9A是一个与2:1调节器相连接的降压调节器实施例的框图。图犯是在降压变换器的导电开关中的电流和功率损耗的图形表
图10A是与降压调节器串联的多级2:1调节器的一个实施例的框图。
图10B是与降压调节器串联的多级2:1调节器的另一实施例的框
图11是调节器系统的一个实施例的框图，其中该调节器系统具有多个耦合电感调节器。
图12A是放大器系统的一个实施例的框图。
图12B是放大器系统的另一实施例的框图。
图13是车辆电气系统的一个实施例的框图。
图i4是用于高速驱动器的电源系统的一个实施例的框图。
图15A是耦合电感器的一个实施例的图形表示。
图15B是耦合电感器的一个实施例的图形表示。
图16A是用于产生输出电压的降压结构耦合电感调节器实施例的示意图，该输出电压接近于输入电压幅值的1/4。
图16B是与降压结构耦合电感调节器的一个实施例对应的信号时序图。
图16C是具有耦合电感器的降压结构耦合电感调节器的另一实施例的示意图。
图，7A是自动检测耦合电感调节器的一个实施例的示意图，自动检测耦合电感调节器将输出电压的幅值作为输入电压的函数而自动加以控制。
图17B是自动检測降压变换器的一个实施例的示意图，该自动检测降压变换器用于将输出电压的幅值作为输入电压的函数而自动加以控制。
在各个附图中，相同的附图标记表示相同的元件。
15具体实施方式
图1示出了耦合电感调节器10的实施例的框图，该耦合电感调节
器用于给一个或多个设备提供电能，上述一个或多个设备例如为高速
驱动器以及其他电子设备。耦合电感调节器10可开环工作，以将输入
电压VDD转换成非隔离的输出电压V0UT。该输出电压的幅值约为输入
电压的整数倍或者整数因子，并且可由耦合电感调节器io的结构和耦
合电感调节器10中耦合电感器的数量来确定。例如，在具有两个耦合 电感器的降压结构中，耦合电感调节器10可产生的输出电压约为输入
电压的一半。
耦合电感调节器10可包括导电开关11、稳流开关12、及设置成 降压或升压结构的两个或更多个耦合电感器13。驱动信号发生器14 可产生驱动信号以控制导电开关11。该驱动信号是受控的，以产生接 近100%的总导通时间，抵消少量的死区时间，从而减小导电开关11 和稳流开关12之间的交叉导通。
频率发生器15可产生具有一定工作频率的时钟信号。各驱动信号 可同步化以工作在该工作频率上。在一个实施例中，工作频率可固定 为一预定频率。在另一实施例中，可响应负载情况如输出电流和输出 电压的变化而控制工作频率。例如，当检测到输出电流改变如负载电 流增加时，可增加工作频率来增大输出的暂态响应。 一且耦合电感调 节器10已经对负载情况进行了响应并且已经再次达到稳态工作条件， 即可减小工作频率从而减小耦合电感调节器10中的功率损耗。
耦合电感器13可紧密耦合在一起，优选具有接近于1的耦合系数 K,其中1是理想值。优选的是，在公共磁心上绕制电感器13,以形 成提供最大耦合系数的电感器组件。耦合系数接近于1，至少为0.9, 优选为大于0.99。耦合电感器13中的每个绕组的极性是经过选择的， 使得流过耦合电感器13的直流电流几乎抵消，导致流过电感器组件的 磁心的直流电流接近零。由于实际上没有直流电流流过电感器组件， 因此可对耦合电感器釆用更小尺寸的磁心，导致电感器组件的尺寸（体 积）更小且成本更低。另外，可将高导磁性磁心材料如具有例如球形 aead)和环形形状的铁氧体用于磁心。也可使用导磁性较低的材料, 如MPP磁心、铁氧体PQ磁心，并且使用其他分裂式磁心形状。使耦合电感器之间的耦合系数最大，除了获得稳态下的优点之外，
也可改善耦合电感调节器10的暂态响应。在暂态过程中，各耦合电感
器之间的高度互耦可有效地抵消个别电感器对暂态负载电流的感应。
图IB示出了导电开关11的一个实施例，导电开关11是包含在耦 合电感调节器10中的。每个导电开关11可包括一个或多个并联开关 16a〜16c,这些开关是可独立控制的。每个并联开关16a〜16c可通过起 动信号ENB1〜BNB3来控制，从而启动全部或部分并联开关16a〜16c。 启动后的并联开关16a〜16c随后可用相同的驱动信号&来控制。
导电开关ll也可采用多电平触发电压进行驱动，以便减小开关损 耗。例如，可以依据诸如流过导电开关的电流等因素，针对不同的预 定电平调节导通电压的幅值，以便减小导电开关中的开关损耗。
图2A示出了 2:1调节器20的一个实施例，这种调节器可以作为 耦合电感调节器10的一个实施例。2:1调节器20可以开环工作而将输 入电压Vro转换成非隔离输出电压，该非隔离输出电压接近输入电压 幅值的一 半。
图2B示出了 2:1调节器20的一个实施例的示意图。2:1调节器20 可包括两个降压变换器，这两个变换器180度异相工作，由输入电压 产生输出电压Vout。以接地电压或者某一其他电压如低压方电压W作 为参考电压，上述输入电压可以是高压方电压VH。每个降压变换器可 包括导电开关22a和22b、稳流开关24a和24b以及电感器26a和26b。 输出电容器28可对每个降压变换器的输出电压进行滤波。由于纹波电 流可忽略，因此输出电容器28的电容值可减小。另外，由于2:1调节 器20的输出和输入之间紧密耦合，输入端的任何电容与输出电容器28 配合工作，从而将并联电容有效提供给输出端的负载。
电感器26a和26b可紧密耦合在一起，优选具有接近于i的耦合 系数K,其中i是理想值。优选的是，在一公共磁心上将电感器26a 和26b绕制在一起从而形成电感器组件27,该电感器组件在电感器26a 和26b之间提供高耦合系数值。电感器绕组的极性是经过选择的，使 得流过电感器26a和26b的直流电流几乎抵消,，从而令流过电感器组 件的磁心的直流电流接近于零。因此，对于电感器26a和2幼可采用 具有低导磁性的更小尺寸的铁心，使得电感器组件27的尺寸（体积）更小且成本更低。另外关于暂态负载电流，由于各个电感器的响应相
抵消，2:1降压调节器20的暂态响应得到了改善。
任何类型的开关都可用作稳流开关24a和24b,如同步整流器和分 立整流器。
对于2:1降压变换器20来说，对导电开关22a和22b采用二电平 触发电压是特别有益的，这是因为输出电压VDD/2可用作驱动导电开 关的中间电平电压。
图2C示出了与2:1调节器20的一个实施例相关的波形。每个导 电开关22a和22b由大致180度异相工作的驱动信号进行控制。第一 导电开关22a可由信号0),(曲线30)驱动，该信号近似为方波。第二 导电开关22b由第二信号^ (曲线32)驱动，第二信号近似为第一信 号一 （曲线30)的反相。在化和巧之间包括少量的死区时间以减小 可能的击穿电流，在切换过渡期间，这种击穿电流可从导电开关22a 和22b流过稳流二极管24a和24b。可使死区时间量最小以减小纹波电 流并从而提高供给输出的能量。当第一导电开关22a导通时，流过输 出电感器26a的电流U (曲线34)将以线性速率增加。同样，当第二 导电开关22b导通时，流过输出电感器26b的电流I2 (曲线36)将以 线性速率增加。由于导电开关22a和22b的总导通时间接近100M,流 到输出电容器28的纹波电流的幅值是可忽略的，导致用于滤波输出的 输出电容器28可以更小。
图3A示出了 1:2调节器50的一个实施例，这种调节器可以作为 耦合电感调节器10的实施例。1:2调节器50可开环工作而将输入电压 VDD转换成非隔离输出电压，该输出电压接近输入电压幅值的两倍。
图犯示出了 1:2调节器50的一个实施例的示意图。1:2调节器50 可以包括两个180度异相的升压变换器，由输入电压产生输出电压 Vo说。参考接地电压和某些其他电压如低压方电压Vl,上述输入电压 可以是高压方电压VH。每个升压变换器可包括导电开关52a和52b、 稳流开关54a和54b、及电感器56a和56b。输出电容器58可对每个 升压变换器的输出电压进行滤波。与2:1调节器20类似，输出电容器 58的电容值可减小，这是因为存在的纹波电流是可忽略的，并且由于 1:2调节器50的输出和输入之间紧密耦合，因此输入端的任何电容与输出电容器58配合起作用而有效地给输出端的负载提供并联电容。
导电开关52a和52b各自被大致180度异相的驱动信号所控制。 第一导电开关52a可以由信号^驱动，该信号近似为方波。第二导电
开关52b则可由第二信号i;驱动，第二信号^近似为信号A的反相。
在^和巧之间包括少量的死区时间以减小可能的击穿电流，在切换过 渡期间，这种击穿电流可从导电开关52a和52b流过稳流二极管54a 和54b。可使死区时间量最小以减小纹波电流并进而提高供输出用的能 量。由于导电开关52a和52b的总导通时间接近100%,流到输出电容 器58的纹波电流的幅值是可忽略的，导致用于滤波输出的输出电容器 58更小。
每个升压变换器的电感器56a和56b可紧密耦合在一起，优选的 是具有接近于1的耦合系数K。可在单独一个磁心上绕制电感器56a 和56b以形成电感器组件57,从而使电感器组件57具有高耦合系数值。 具有高耦合系数的优点类似于2:1调节器20和耦合电感调节器10。
任何类型的开关均可用作稳流开关54a和54b，如同步整流器和分 立整流器。
图4A示出了 调节器60的一个实施例，这种调节器可以作为 耦合电感调节器10的实施例。调节器60可开环工作以将输入电压 VDD转换成非隔离输出电压，该输出电压近似是输入电压的负值。
图4B是调节器60的一个实施例的示意图。调节器60与 2:1调节器20相比，以编号60至68标记的相应元件具有类似功能， 区别是调节器60可包括两个反相调节器,它们以大约50%占空比 工作，所产生的输出是输入电压的负值。
图5示出了耦合电感调节器70的一个实施例，耦合电感调节器70 与l:2调节器50相比，以编号70至78标记的相应元件具有类似功能， 区别是耦合电感调节器70包括同步整流器74a和74b,用以对来自导 电开关72a和72b的输出信号进行整流。同步整流器74a和74b可有 益地减少与整流输出信号相关的损耗，从而增加耦合电感调节器70的 能量效率。尽管所示同步整流器包括在耦合电感调节器的升压结构中，
然而在耦合电感调节器10的任何实施例中同步整流器均可用作稳流
巡 慈。
19图6A示出了耦合电感调节器120的另一实施例> 用于将输入电压 转换成输出电压Vout。耦合电感调节器120与2:3调节器20相比，以 编号120至128标记的相应元件在功能上类似，区别是耦合电感调节 器120包括四个耦合电感器126a~126d,它们所具有的耦合系数接近于 1。耦合电感器126a〜126d各自以预定数量的匝数N1〜N4绕制，从而 使得每个耦合电感器可具有单独可控的匝数。可对每个耦合电感器与 其他耦合电感器的匝数比进行改变，从而控制输出电压Vout的幅值。 例如，在一个实施例中，可能将匝数设定为N1=N2-N3=N4,在此情况 下，输出电压的幅值将接近等于输入电压的1/4。而在另一实施例中， 可能将匝数设定为Ni=N2, N3-N4且Nl-2xN3，在此情况下，输出电 压的幅值将接近等于输入电压的1/3。
图犯示出了耦合电感调节器130的另一实施例，该耦合电感调节 器用于将输入电压转换为输出电压Vout。耦合电感调节器130与1:2 调节器50相比，以编号130至180标记的相应元件在功能上类似，区 别是耦合电感调节器130包括四个耦合电感器136a~136d,该四个耦合 电感器136a〜136d具有接近于1的耦合系数。耦合电感器136a〜136d 各自可用预定数量的匝数N1〜N4绕制，从而使得每个耦合电感器能够 具有单独可控制的匝数。可对每个耦合电感器与其他耦合电感器的匝
数比进行改变，从而控制输出电压Vout的幅值。
图6C示出了耦合电感调节器140的另一实施例，该耦合电感调节 器140用于将输入电压转换成输出电压Vout。耦合电感调节器140与
调节器60相比，以编号140至148标记的相应元件在功能上类似， 区别是耦合电感调节器140包括四个耦合电感器146a〜146d,这四个耦 合电感器具有接近于1的耦合系数。耦合电感器146a〜146d各自可用 预定数量的匝数M〜雨绕制，从而使得每个耦合电感器能够具有单独 可控制的匝数。可对每个耦合电感器与其他耦合电感器的匝数比进行 改变，从而控制输出电压Vout的幅值，
图16A示出了 4:1调节器150的一个实施例，该调节器用于由输 入电压Vin产生输出电压Vout。4:l调节器150可开环工作以产生Vout, 该电压是非隔离电压-约为Vin幅值的1/4。 4:1调节器150可包括四 个驱动器152a〜l52cb用于缓冲与各个驱动器152a〜152d对应的相位信号0>】~<1>4。驱动器i52a〜152d可与六个设置成桥形网络的耦合电感器 〗56a〜i56f相连接。
成对的耦合电感器156a〜156b、 156c^l56d、及156e〜156f可各自 紧密耦合，优选具有接近1的耦合系数K。优选在相应的公共磁心上 绕制各对电感器156a〜i5能、156c~156d以及156e~156f,以形成电感 器组件，该电感器组件可提供电感器156a〜156b、 156c~156d以及 156e~156f之间的高耦合系数值。对电感器绕组的极性进行选择，使得 流过每对电感器156a〜156b、 156c〜156d、及156e~156f的直流电流接 近抵消，从而流过相应电感器组件的磁心的直流电流几乎为零。在另 一实施例中，所有的电感器156a〜156f都是在单独一个磁心上绕制的。
驱动器152a〜152d可有益地包含于单独一个半导体芯片上，以便 降低成本或减小4:1调节器的体积。每种相位信号可具有导通状态和关 断状态，其占空比接近25%。可用时间序列来设定相位信号，例如在 —个实施例中，上述时间序列是交替时间序列PSl,而在另一实施例中 可用连续时间序列PS2设定相位信号。在交替时间序列PS1中，相位 信号#1、 03、必2、①4分别施加到驱动器152a、 i52b、 152c、 154d 上（见图16B)。在连续时间序列PS2中，相位信号必1、①2、①3、辆 分别施加到驱动器152a、 152b、 152c、 154d上。耦合电感器156a〜156f 优选具有接近于1的耦合系数，而且可在同一磁心结构上以近似相等 的匝数绕制而成。输出电容器158可滤波输出电压，从而减小噪声和 纹波电压。与2:1调节器20类似，输出电容器158的电容值可以减少， 这是因为存在的纹波电流是可忽略的，并且输入端的电容与输出电容 器配合起作用。
图16B示出了与4:1调节器150的一个实施例相应的信号和波形。 其中相位信号0】~O4显示出相位之间的时序关系。各相位信号①i〜04 可具有接近25M的占空比以及接近V"m的幅值。信号PS2-A示出了当 相位信号01~#4的PS2相位序列施加给驱动器152a〜i52d时，图16A 的节点A处的波形。信号PS2-B示出了当相位信号W~4>4的PS2相 位序列施加给驱动器152a〜152d时，图16A的节点B处的波形-信号 PS2-A和PS2-B的幅值可接近Vin/l
信号PS1-A示出了当相位信号網~#4的PSi相位序列施加给驱动器152a〜152d时，图16A的节点A处的波形。信号PS1-B示出了当相 位信号《»〗~4>4的PS1相位序列施加给驱动器i52a〜152d时，图i6A的 节点B处的波形。信号PS1-A、PS1-B的幅值可接近Vhi/2。信号PS1-A、 PSi-B的信号频率大约两倍于信号PS2-A、 PS2-B的频率，从而与PS2 时间序列相比，当使用PS1时间序列时，可能导致更小的电感值。
图16C示出了耦合电感调节器160的一个实施例，该调节器用于 由输入电压Vm产生输出电压Vo加。耦合电感调节器160为降压结构， 并且可包括多个耦合电感器166,上述多个耦合电感器设置成具有多级 的桥形网络，其中多级的级数可以是从1到N的任何数目。耦合电感 调节器160可开环工作以产生作为非隔离电压的Vout，该电压约等于 Vm/(2N)。耦合电感调节器160可包括驱动器162以便缓冲与每个驱动 器162对应的相位信号#r^2N。相位信号⑩r^2N可各自具有约 (100/2N) %的占空比以及Vin的幅值。可用任何时间序列设定这些 相位信号，例如相应于4:1调节器150所展示的PS1、 PS2。
每级内的成对耦合电感器167可紧密耦合在一起，优选具有接近 于1的耦合系数K 。优选的是，每对电感器167在相应的公共磁心上 绕制而形成电感器组件，从而可提供电感器166之间的高耦合系数值。 例如，第2级可具有两个电感器组件而第3级可具有四个电感器组件。 电感器绕组的极性是经过选择的，以使得流过每对电感器167的直流 电流接近于抵消，从而令约为零值的直流电流流过相应电感器组件的 磁心。在另一实施例中，可在单独一个磁心上绕制所有的电感器166。
图7A示出了调节器系统200的一个实施例，该调节器系统用于由 输入电压产生经过调节的输出电压Vmit。调节器系统200包括与 耦合电感调节器204串联的低损耗调节器DDO 202。LDO 202可将LDO 输出Vx作为一个或多个反馈信号的函数加以控制。在一今实施例中， 来自耦合电感调节器204的输出的反馈信号206可作为Vout的采样送 至LDO 202，以与参考电压比较。DDO 202可将DDO电压Vx作为Vout 与参考电压的一个比较函数加以调节。耦合电感调节器204可作为Vx 的一个固定比率的函数来产生Vmit。刺如，若将2:i调节器用于耦合 电慼调节器204,则Vout约等于W幅值的一半。在另一例子中，如果 将1:2调节器用于耦合电感调节器204,则约等于Vx幅值的两倍。在另--实施例中，PJ将多个反馈信号用于调节器系统200的多回路控 制。可采用任何多回路控制技术，例如加权反馈信号、从多个反馈信 号中选择一个反馈信号、茇改变每个反馈回路的响应时间。例如，从 .Vx到LDO 202的内部反馈回路可设定为其响应慢于从Vout到LDO 202的外部回路。可将任何类型的线性调节器用作本发明的低损耗调节 器。在一个实施例中，可在单独一个集成电路201上制造LDO202和 耦合电感调节器204,其中以独立的电感器组件用于输出电感器和耦合 电感器。在另一实施例中，可令耦合电感调节器204和LDO202的次 序相反，使得耦合电感调节器204由输入电压Vin产生中间电压Vx, 而LDO 202产生输出电压Vout。LDO 202可接收出自Vout的反馈信号， 以及出自中间电压的前馈信号。
图7B示出了调节器系统2W的一个优选实施例，其中，基准放大 器214和场效应晶体管216结合，构成具有LDO输出Vx的LDO。 2:1 调节器212由Vx产生输出电压Vout,其中Vout约等于Vx幅值的一 半。输出电容器214可对2:1调节器212的输出进行滤波。调节器系统 2W有益之处在于仅需要LDO提供电流Ix,而电流Ix为输出电流lout 幅值的一半，因此降低了 FET 204的成本以及对于LDO的散热要求。 电容器218也可包含在HBT216的输出端，因而可以改进LDO的稳定 性。在一个代表性调节器系统210中，¥!11可以是3.3¥，而Vout可在 1.2V到L5V的范围内。在另一代表性调节器系统210中，Vin可以是 2.5V,而Vout可在0.8V到1.2V的范围内。
图8示出了两级调节器系统300的一个实施例，该调节器系统用 于产生输出电压Vout，输出电压Vout的幅值约等于输入电压Vm的1/4。 第一级2:1调节器302与第二级2:1调节器304串联连接。第一级2:1 调节器302的工作电压町两倍于第二级2:1调节器，而电流则为后者的 一半。由于第一级调节器302和第二级调节器304 —:作于不同电压， 用于各级调节器302和304的半导体处理可对工作电压进行优化。例 如，第一级2:i调节器302可采用0.5拜等效逻辑晶体管工艺形成， 而第二级2:i调节器304则可采用0.25jim等效逻辑晶体管工艺形成。 基于各级调节器的电压来选择用于该调节器级的工艺，此方法可应用 于耦合电感调节器的任一实施例，同样可应用于耦合电感调节器的任何结构，如串联、并联以及带分接头的耦合电感调节器的任一种组合。 通过对用于每个耦合电感调节器的工艺进行优化，可减小芯片尺寸， 从而导致成本显著降低。
图9A示出了极低电压高电流调节器（VLVHC调节器）320的一 个实施例，该调节器用于产生低电压输出。VLVHC调节器320可包括 后接2:1调节器324的降压变换器322。在一个实施例中，可在单一一 个集成电路201上制成降压变换器322和2:1调节器324，并以独立的 电感器组件用作输出电感器和耦合电感器u降压变换器322可以是任 何一种类型的降压变换器，例如具有一个或多个输出相位的传统降压 变换器。用于控制降压变换器322的输出的一个或多个反馈信号可从 VLVHC调节器320中的各点，如2:1调节器324的输出端和降压变换 器322的输出端，传送到降压变换器322。由于与单个降压变换器直接 将Vin变换成Voiit相比，降压变换器322的输出电流的幅值是前者的 输出电流的一半，因此与仅用单个降压变换器产生Vmit相比，降压变 换器322的输出装置可有利地在尺寸上以大小至少为2的因子减小， 亦即与仅用单个降压变换器时相比，降压变换器322的输出装置的尺
寸可减小到前者的尺寸至少除以2。上述输出装置可包括诸如输出电容 器和输出电感器等器件。有利的是，本发明人认识到2:1调节器324 的输出端上的纹波电压将减小到降压变换器322的输出端上的纹波电 压除以因子2，因此可以将更小的输出装置用于降压变换器322。另外, 电容器的体积效率通常直接关系到电容器的额定电压，因此随电容额 定值的额定电压增加，通常电容器的体积减小(VH/VL)2,其中VH是较 高额定电压，而VL是较低额定电压。另外，电感器的体积直接与流过 电感器的电流的平方有关，因此随电感器的最大额定电流减小，电感 器的体积就减小，在一个实施例中，可用多反馈信号进行VLVHC调节 器320的多回路控制。可采用任何一种多回路控制技术，例如加权反 馈信号、从多个反馈信号中选择一个反馈信号、及改变每个反馈回路 的响应时间。例如，从降压变换器输出端到降压变换器322的内部反 馈回路的响应可设定为比从Vout到降压变换器322的外部回路慢。
另外，与仅用一个非隔离降压变换器将Vin变换成Vout相比： VLVHC调节器320的总功率效率可以更低。图9B示出了在一个由Vixi产生Vout的非隔离降压变换器中，流过导电开关的电流Ids的波形326， 该降压变换器的占空比可以比VLVHC凋节器320中的占空比低约四 倍。由于占空比更低，流过导电开关的峰值电流可比流过VLVHC调节 器320的导电开关的峰值电流高约四倍，从而导致降压变换器中的开 关损耗可比VLVHC调节器320的降压变换器中的开关损耗大约高4 倍。非隔离降压变换器的导电开关中的功率耗散PD的波形328显示出 在导电开关的切换过程中发生的高开关损耗。
图10A示出了用于产生低电压输出的极低电压高电流调节器3邻 (VLVHC调节器）的另一实施例。VLVHC调节器340与VLVHC调 节器320在功能上类似,区别是VLVHC调节器340在电源346之后可 包括两个或更多个耦合电感调节器342和344。耦合电感调节器342 和344优选是降压式耦合电感调节器（2:1调节器、3:1调节器、4:1调 节器等等)，以便获得减小电源346的输出装置尺寸的益处，然而本发 明的范围包括耦合电感调节器的任一实施例,例如具有1:2升压比的升 i调节器。
图10B示出了用于产生低电压输出的极低电压高电流调节器370 (VLVHC调节器）的另一实施例。VLVHC调节器370与VLYHC调 节器340在功能上类似,区别是VLVHC调节器370在电源376之前可 包括两个或更多个电感器耦合调节器372和374。耦合电感调节器372 和374可具有任一结构，例如耦合电感调节器的降压结构（2:1调节器、 3:1调节器、4:1调节器等等)，升压结构（1:2调节器)，以及反相结构 (l:-l调节器)。
图11示出了用于将输入电压Vin转换成多个输出电压V(mtl〜Vcmt3
的多级调节器系统350的一个实施例。多级调节器系统350可包括电 源352,例如连接到两个或更多个耦合电感调节器354~360的降压变换 器。有利的是，多级调节器系统350玎产生多个中间电压，例如 Vcmtl〜Vmit3,同时通过减小电源352的输出装置的成本而使整个实施 方案的成本达到最小。
图12A和12B示出了单独的电源放大器系统400和4K)的实施例，
单独电源放大器系统400和410可从功率放大器404给负载例如扬声 器402供电。传统的单独电源放大器系统包括与负载和功率放大器串
25联的大隔直流电容器，以便从用于驱动负载的信号中去掉任何直流成
分。有利的是，单独电源放大器系统400可利用耦合电感调节器，由 第一电源电压VDD产生第二电源电压V。2。该第二电源电压可用于消除 在负载402上出现的直流电压。
在一个实施例中，2:l调节器406可产生电压Vo2,该电压的幅值 约为Vdd的一半。电压V。2可被施加到负载402的一端，以偏置负载 402,使得负载402上不出现直流电压，从而消除对隔直流电容器的需 要。在一个实施例中，可在单独一个集成电路401上形成2:1调节器 406和功率放大器404。
在另一实施例中，调节器408可以产生电压-VoD，该电压为功
率放大器404的高压侧电源电压VDD的负值。电压-VDD被用作功率放
大器404的低压侧电源电压，以便将功率放大器404转换成双电源放 大器。因此功率放大器404可产生的输出基本上是以零伏电压为中心, 并且几乎没有直流成分，从而消除了对隔直流电容器的需要。在一个 实施例中，可在单独一个集成电路411上形成调节器408和功率 放大器404。
图B示出了由24伏电池502供电的车辆电气系统5冊。车辆电气 系统500可包括第一负载504 (即24伏负载）和第二负载506 (即12 伏负载）二者的组合。例如，汽车的基本电气系统例如引擎、压縮机、 风扇、照明设备、及空调全部以24伏电池502驱动。而汽车的一个或 多个附件，例如立体声装置、计算机、点烟器、及全球定位系统，则 可能已经设计成使用12伏电压，因此需要以12伏电源提供电能。2:1 调节器508可提供由24伏电池502经变换而得的12伏低成本电源， 因此在汽车电气系统500中可以使用需要12伏电源的其余汽车附件。
图17A示出了用于由输入电压Vin产生输出电压Vout的自动检测 调节器510的一个实施例。自动检测调节器510特别适合于用作车辆 电气系统500中的2:1调节器508。自动检测调节器510可包括自动检 测器，用于检测输入电压，并控制2:1调节器520。该2:1调节器在功 能上类似于2:1调节器20,其对应元件的编号为520^528。自动检测器 530可以根据输入电压幅值的函数来自动控制2:1调节器520。例如， 当Wn比预定的电压电平大时，自动检测器530可将导电开关522a和522b的占空比设定为每个50%,从而使2:1调节器520能够产生釣为 Vin幅值的一半的输出电压，并且当Vin比预定电压电平小时，自动检 测器530可将导电开关522a和522b两者均设定成连续导通状态，从 而使Vout约等于Vin。
图17B示出了用于由输入电压Vm产生输出电压Vout的自动检测 调节器540的另一实施例。自动检测调节器540可包括自动检测器 (autosensor)560,用以检测输入电压，并根据输入电压幅值的某一函数 来控制传统的降压变换器550。可采用任一类型的降压变换器552。降 压变换器550可包括导电开关552、稳流二极管554、输出电感器556、 及输出电容器558。在一个实施例中，如果Vin小于预定电压电平，自 动检测器可将导电开关552设定为连续导通状态，而如果Vin大于预 定电压电平，则自动检测器560可使得导电开关由可变占空比信号进 行驱动，从而维持恒定输出电压。
图14示出了用于供电给高速线路驱动器组件（DDR) 602的驱动 器电源系统600。 2:1调节器604可由电压vddq产生电压Vtt。电压 Vrr的幅值约为VDDQ电压的一半。有利的是，2:1调节器604可利用输 出滤波电容器，该输出滤波电容器比传统调节器所需要的滤波电容器 小得多。电压vtt可供电给终端设备606a和606b以及DDR602。为了 对Vtt电压不是精确地为VDDQ电压的一半这种情况进行补偿，可由 电压Vrr得到DDR602的参考电压vref (附图中标记为608〉。另外， 滤波器610可滤波参考电压608,从而减小噪声成分。
图15A示出了耦合电感器700的一个实施例，其中耦合电感器是 绕制在环形磁心上的。耦合电感器700的绕组被设置成使得流过绕组 的各直流电流相抵消。通过使流进耦合电感器700的总的直流电流达 到最小，防止了环形磁心饱和，并且可在环形磁心中使用高导磁性材 料例如铁氧体，以便减小铁耗。
图15B示出了耦合电感器710的另一实施例，其中耦合电感器是 绕制在平面形组件上的。耦合电感器7!0与耦合电感器700在功能上 类似，例如其绕组设置得令流过绕组的各直流电流抵消，因此可将高 导磁性材料如铁氧体用于铁心。
以上已经描述了本发明的大量实施例。然而应认识到，可以实现各种变形方案而不脱离本发明的精神和范围。因此，其他实施例处于 所附权利要求的范围内。