本发明涉及可以适应负载或输入电压变化的DC —DC变换器。 背景技术
现有的典型的DC —DC (直流一直流）变换器，例如，如美国专利 笫5719755号所示，由直流电源、具有一次、二次和三次线圈的变压 器、开关元件、整流滤波电路、控制电路构成。开关元件，通过变压 器的一次线圏连接在直流电源的一端和另一端之间，并由控制电路进 行通.断控制。整流滤波电路，按第1型或第2型构成。第1型整流 滤波电路，由具有在一次线圈侧的开关元件接通期间由在二次线圏中 感应的电压反向偏置而在一次线圈侧的开关元件断开期间由在二次线 圈中感应的电压正向偏置的方向性并与二次线圈连接的整流二极管及 对该整流二极管的输出电压进行滤波的电容器构成。第2型整流滤波 电路，由具有在开关元件接通期间由在二次线圈内感应的电压正向偏 置的方向性并与二次线圈连接的整流二极管、与该整流二极管的输出 线路串联连接的扼流圈、连接在该扼流圏的输出级的滤波用电容器、 用于形成包含扼流圈和滤波用电容器的闭合电路的二极管构成。具有 第1型整流滤波电路的开关调整器，称作回扫型或反向型开关调整器， 具有笫2型整流滤波电路的开关调整器，称作正向型开关调整器。
同时，对DC —DC变换器要求具有高的效率。为提高DC —DC变换 器的效率，必须减低开关元件的功率损失。为达到这一目的，在上述 美国专利中，将一个准谐振（quasiresonant )用电容器与开关元件并 联连接。如按这种方式将电容器与开关元件并联连接，则当开关元件 断开时将使电容器慢慢地充电，因而使该电容器的电压及开关元件的 电压逐渐升高。作为开关元件的双极晶体管或场效应晶体管的电流， 由于半导体中的载流子的存储效应，即使对其进行了断开控制后也仍
会流过。但是，当设有谐振用电容器时，在进行了断开控制后开关元 件的电压不会急剧升高，所以可以根据开关元件的电压和电流的乘积 抑制功率损失即开关损耗，另外，还可以抑制断开时的噪声即浪涌电 压。在使开关元件断开时，开关元件的电压将随着变压器一次线圏的 电感和与开关元件并联连接的电容器的谐振动作而逐渐降低，并当该 电压降低到零或接近零时，使开关元件接通。按照这种方式，可以实 现开关元件的零电压却换，因而能降低开关损耗。
可是，在备有将输出电压控制为恒定值的电路的准谐振型开关调 整器中，当负载的大小改变时，使开关元件的反复通•断频率（以下， 称作切换频率）改变。例如，当负载小时，使切换频率提高。而如切 换频率提高，则开关元件的切换次数增加。由于每次切换时开关元件 都将产生损耗，所以，当每单位时间的切换次数增加时，每单位时间 的损耗也增大。其结果是，尽管进行准谐振动作，也不能使开关调整 器的效率得到令人满意的提高。
为了抑制轻负载时切换次数的增加，例如，可以采用特开平8 — 289543号公报中所述的抑制开关元件的反复通•断频率即切换频率的 方式。在现有的DC — DC变换器中，开关元件的断开期间的长度受到强 制性的限制。该受到强制性限制的断开期间，被称为最小断开期间或 最小断开时间。在设定最小断开期间时，开关元件的断开期间（断开 时间）不能小于最小断开期间。
在设定了最小断开期间的DC — DC变换器中，当负载大幅度减轻 时，即使随着在开关元件接通期间蓄存在变压器中的能量的放出而使 回扫电压的发生结束，开关元件也不能立即切换为接通，而只有在最 小断开期间之后才能使开关元件切换为接通状态。当回扫电压的发生 在最小断开期间内结束时，将因变压器的线圏阻抗及开关元件的寄生 电容或谐振用电容而发生阻尼振荡。因此，使开关元件在阻尼振荡中 切换为接通状态。在最小断开期间结束时，开关元件的电压有时因阻 尼振荡而仍较高，所以在最小断开期间结束之后当开关元件的电压变 为较低值时才将开关元件切换为接通状态。当按如上所述的方法控制 开关元件时，可以大幅度地减低开关损耗。
但是，在将最小断开期间固定为恒定值的状态下，当负载或输入 电压改变时，有时会使切换频率变得不稳定。例如，当负载的大小从 回扫电压发生期间比最小断开期间长的状态下的较重的第1负载逐渐 地改变为回扫电压发生期间变得比最小断开期间短的较轻的第2负载 时，在回扫电压发生期间变得比最小断开期间短的情况下，将发生不稳定的动作。参照图6和图7对其进行更详细的说明。图6和图7的 VI表示开关元件的电压，该电压根据变压器的回扫电压及阻尼振荡电 压生成。图6的V13中的T1表示最小断开期间。如图6所示，当负载 具有较大的值时，回扫电压发生期间T0比由V13示出的最小断开期间 Tl长。因此，使开关元件与回扫电压的结束同步地切换为接通状态， 并接着进行众所周知的自激振荡动作。当使负载从这种状态逐渐减轻 时，开关元件的接通期间（Ton)变短，回扫电压发生期间T0也变短， 最终使回扫电压发生期间TO变得比最小断开期间Tl短。当回扫电压 发生期间TO变得比最小断开期间Tl短时，如图7所示，与回扫电压 发生期间TO同步的开关元件的接通被禁止。开关元件，在最小断开期 间Tl结束后当开关元件的电压接近零时接通。当如上所述在最小断开 期间Tl结束的时刻不使开关元件接通并在开关元件的电压接近零之前 将开关元件的接通强制性地禁止时，将使开关元件的断开期间相应地 变长，并使输出电压降低。由于DC —DC变换器具有恒压控制电路，所 以为补偿输出电压的降低而将随后的开关元件的接通期间延长。这 样，当使开关元件的接通期间变长时，回扫电压发生期间TO也与其成 比例地变长。其结果是，再次使回扫电压发生期间TO变得比最小断开 期间Tl长，因而在断开期间可以进行不受最小断开期间Tl限制的开 关动作。接着，如上所述，当接通期间变长时，使输出电压升高，所 以再次使接通期间变短，回扫电压发生期间TO也再次变得比最小断开 期间Tl短，因而在断开期间的开关动作将受到最小断开期间Tl的限 制。按照这种方式，当开关元件的断开期间仅由1个最小断开期间Tl 的限制时，开关元件的接通期间及断开期间将反复地改变。开关元件 的接通期间及断开期间的这种改变，意味着使切换频率变得不稳定。 当切换频率变得不稳定时，由开关元件产生的噪声频率也发生变化， 因而很难采取抗噪的对策。此外，有时还会发生因切换频率的无规律 变化而使变压器产生由磁致伸缩声引起的噪声。另外，有时还会因切 换频率的变化而很难持续稳定地进行开关元件的通•断控制。
因此，本发明的目的在于，提供一种能使轻负载时的效率提高同 时可以使动作稳定性提高并使噪声降低的DC —DC变换器。 发明内容
参照示出实施形态的附图中的符号对为解决上述课题并达到上述目的本发明进行说明。这里的参照符号，是为有助于理解本申请的发 明而标记的，并不是对本发明的限定。
依照本发明的一种DC —DC变换器，用于对负载供给直流电力，其 特征在于：备有供给直流电压的直流电源，连接在上述直流电源的一 端和另一端之间且具有第l和第2主端子和控制端子的用于将上述直 流电压反复接通、断开的开关元件，与上述开关元件串联连接并在上 述开关元件接通期间蓄存能量而在上述开关元件断开期间将上述能量 放出的电感装置，与上述电感装置连接的整流滤波电路，检测指示上 述整流滤波电路的输出电压的信号的输出电压检测装置，用于获得指 示上述开关元件的上述第l和第2主端子间的电压的信号的开关电压 检测装置，
回扫电压发生期间检测装置，检测上述电感装置的回扫电压发生 期间；
最小断开期间信号发生电路，其电路构成如下：有选择地产生指 示用于限制上述开关元件的断开期间的长度的第1最小断开期间的信 号和指示比该第1最小断开期间长的第2最小断开期间的信号，并将 指示上述第l和第2最小断开期间的信号有选择地供给开关控制信号 形成装置，由当从下述的判定电路取得了指示上述回扫电压发生期间 比上述第1最小断开期间短的判定结果时，将指示上述第2最小断开 期间的信号输出，并且当从下述的判定电路取得指示上述回扫电压发 生期间比上述第2最小断开期间长的判定结果时，输出指示上述第1 最小断开期间的信号；
判定电路，判断上述回扫电压发生期间是否比上述第1最小断开 期间短、并且判断上述回扫电压发生期间是否比上述第2最小断开期 间长，与上述最小断开期间信号发生电路及上述回扫电压发生期间检 测装置连接；和
上述开关控制信号形成装置，与上述输出电压检测装置、上述开 关电压检测装置和上述最小断开期间信号发生电路连接，用于形成对 上述开关元件进行通、断控制用的开关控制信号，且具有响应上述输 出电压检测装置的输出而决定上述开关元件的接通期间的长度以便 将上述输出电压控制为恒定值的功能、及决定上述开关元件的断开期 间的结束时刻的功能。
按照本发明的DC-DC变换器的更具体的构成，示出于根据图l-图 30的下述的多个实施例中。本发明具有以下优点。
(1) 由于设定最小断开期间Tl或T2，所以即^_在轻负载下也可 以防止开关元件3的断开期间Toff大幅度减小，并能抑制开关元件3 的每单位时间的切换次数的增加。因此，可以抑制每单位时间的开关 损耗的增大，因而能提高轻负载时的效率。
(2) 当因负载从重的值向轻的值变化而使回扫电压发生期间TO 比第1最小断开期间Tl短时，设定第2最小断开期间T2。因此，可以 将开关元件3的断开期间稳定地固定于第2最小断开期间T2，因而即 使发生负载变化或输入电压变化也能继续进行稳定的开关动作。此 外，当因负载从轻的值向重的值变化而使回扫电压发生期间TO比第2 最小断开期间T2长时，设定第1最小断开期间Tl。因此，可以将开关 元件3的断开期间稳定地固定于笫l最小断开期间Tl，因而能继续进 行稳定的开关动作。总之，能够稳定地完成从因负载较大而以不受第1 最小断开期间Tl的限制的方式使开关元件3进行通•断动作的第1开 关动作向因负载较小而以由第2最小断开期间T2限制的方式使开关元 件3进行通•断动作的笫2开关动作的切换、或向与其相反的方向的 切换。基于本发明的第1和第2最小断开期间Tl、 T2的切换动作，与 众所周知的具有滞后特性的比较器或施密特触发电路的滞后动作类 似。如上所述，当稳定地完成第1和笫2开关动作的切换时，使切换 频率也得到稳定，因而能抑制其频率不可预计的噪声的发生，并可以 抑制因电感装置中的磁致伸缩引起的可听音即噪声的发生。
才艮据本发明的具体实施例的发明的效果，根据实施例记述在下面。

图l是表示本发明第1实施形态的DC — DC变换器的电路图。
图2是详细表示图1的控制电路的电路图。
图3是详细表示图2的脉冲发生电路的框图。
图4是详细表示图3的断开结束时刻决定电路的电路图。
图5是详细表示图3的锯齿波发生电路、最小断开期间决定电路、
最大断开期间决定电路、控制脉冲形成电路、及基准电压切换电路的
电路图。
图6是表示图1的DC —DC变换器为重负载时的由图1 ~图5的.yi ~vi8示出的部分的电压的波形图。
图7是表示图1的DC —DC变换器为轻负载时的由图1~图5的
VI ~ V18示出的部分的电压的波形图。
图8是表示图l的DC —DC变换器的重负载和轻负载的切换所引起
的V4、 V14、 V10、 V13、 V17的变化的波形图。
图9是表示图l的DC —DC变换器的负载变得比图7的轻负载状态
还轻时的Vl、 V13、 V14的状态的波形图。
图IO是表示第2实施形态的DC —DC变换器的电路图。 图ll是表示笫3实施形态的DC —DC变换器的电路图。 图12是表示第4实施形态的DC —DC变换器的电路图。 图13是表第5实施形态的DC —DC变换器的断开时刻决定电路及
基准电压切换电路的电路图。
图14是表示第5实施形态的DC —DC变换器为重负载时的图1和
图2的VI、 V2、 V3、 V4、 V5、 V6以及图13的V8、 V9、 V17、 V18的
波形图。
图15是表示第5实施形态的DC —DC变换器为轻负载时的图1和 图2的VI、 V2、 V3、 V4、 V5、 V6以及图13的V8、 V9、 V17、 V18的 波形图。
图16是表示第6实施形态的DC — DC变换器的电路图。 图17是详细表示图16的控制电路的框图。
图18是表示图17的脉冲发生电路中所包含的断开时刻决定电路 的框图。
图19是表示笫6实施形态的DC —DC变换器为重负载时的图16~ 图18的各部电压的波形图。
图20是表示第6实施形态的DC —DC变换器为轻负载时的图16~ 图18的各部电压的波形图。
图21是表示笫7实施形态的DC —DC变换器的电路图。
图22是详细表示图21的控制电路的框图。
图23是详细表示图22的脉冲发生电路的框图。
图24是详细表示图23的锯齿波发生电路、最小断开期间决定电 路、最大断开期间决定电路、控制脉冲形成电路、及基准电压切换电 路的电路图。图25是表示图21的DC —DC变换器为重负载时的由图21~图24 的VI、 V4a、 V3、 V5， 、 V6， 、 V7、 V9、 V14示出的部分电压的波形 图。
图26是表示图21的DC —DC变换器为轻负载时的由图21~图24 的VI、 V4a、 V3、 V5， 、 V6， 、 V7、 V9、 V14示出的部分电压的波形 图。
图27是表示第8实施形态的DC —DC变换器的电路图。 图28是表示第9实施形态的DC —DC变换器的电路图。 图29是表示笫10实施形态的DC —DC变换器的一部分的电路图。 图30是表示第11实施形态的DC —DC变换器的一部分的电路图。 图31是表示第12实施形态的DC —DC变换器的一部分的电路图。 具体实施方式
笫1实施形态
首先，参照图1 ~图9说明第1实施形态的DC —DC变换器。图1 所示的第1实施形态的DC —DC变换器， 一般被称为回扫型的开关调整 器，它具有作为直流电源的整流滤波电路1、作为电感装置的变压器2、 由N沟道绝缘栅型场效应晶体管构成的开关元件3、作为电流检测装置 的电阻4、谐振用电容器5、由输出整流二极管6a和输出滤波用电容 器7构成的输出整流滤波电路6、输出电压检测电路8、发光二极管9、 光敏晶体管IO、作为开关电压检测装置的开关电压检测电路11、合成 电路12、作为开关控制装置的开关控制电路13、控制电源用整流滤波 电路14及起动电阻15。
作为直流电源的整流滤波电路1，具有与工频交流电源连接的交流 输入端子16、 17及一对直流端子18、 19，并输出非稳定电压即未经 稳压的直流电压。此外，可以将整流滤波电路1置换为电池。作为电 感装置的变压器2，由磁心20、缠绕在该磁心20上的一次线團21、 二 次线圏22、及三次线圈23构成。相互间进行电磁耦合的一次、二次及 三次线圈21、 22、 23具有以黑圆点示出的极性。 一次线圈21具有电 感。变压器2，以众所周知的方式在开关元件3接通期间蓄存能量而在 开关元件3断开期间将能量放出。
由FET构成的开关元件3，具有作为第1主端子的漏极、作为第2 主端子的源极、及作为控制端子的栅极。该漏极通过一次线圏21与第1直流端子18连接，源极通过电流检测电阻4与接地的第2直流端子 19连接，栅极则连接于控制电路13。用于减低开关损耗及噪声的谐振 用电容器5，通过电流检测电阻4与开关元件3并联连接。该谐振用电 容器5，具有当开关元件3断开时使开关元件3的漏.源间电压Vds慢 慢上升的作用、及在断开前通过谐振使开关元件3的漏•源间电压V。s 变为零的作用。因此，谐振用电容器5的静电电容，远小于整流滤波 电路1中所包含的众所周知的滤波电容器（图中未示出）及输出滤波 用电容器7的静电电容。此外，也可以不单独设置谐振用电容器5，而 是使用开关元件3的漏•源间的寄生电容。
在变压器2的二次线圈22上连接着由二极管6a和电容器7构成 的输出整流滤波电路6。输出整流二极管6a，串联连接在输出变压器2 的二次线圈22与输出滤波用电容器7之间的线路上。该输出整流二极 管6a，具有当开关元件3接通时由在二次线團22中感应的电压反向偏 置而当开关元件3断开时由在二次线圏22中感应的电压正向偏置的极 性。此外，如美国专利第5719755号所示，可以将FET等开关与输出 整流二极管6a并联连接。输出滤波用电容器7，通过输出整流二极管 6a与二次线圈22并联连接。滤波用电容器7，与一对输出端子24、 25 连接，而负载26则连接在该一对输出端子24、 25之间。
为了进行用于使输出端子24、 25之间的输出电压V0为恒定值的 控制，将输出电压检测电路8连接在输出端子24、 25之间即滤波用电 容器7的两端之间。该输出电压检测电路8，由第1和第2输出电压检 测用电阻27、 28、例如由稳压二极管构成的基准电压源29、及误差放 大器30构成。笫1和笫2输出电压检测用电阻27、 28，相互串联连接， 并连接在一对输出端子24、 25之间。误差放大器30的正输入端子， 连接于第1和第2输出电压检测用电阻27、 28的相互连接点，其负输 入端子与基准电压源29连接。发光二极管9，连接在误差^t大器30 的输出端子和接地侧输出端子25之间。误差放大器30，输出与从第l 和第2输出电压检测用电阻27、 28的相互连接点取得的检测电压和基 准电压源29的基准电压之差对应的电压，发光二极管9，产生强度与 误差放大器30的输出电压对应的光输出。此外，也可以将iS差放大器 30的正输入端子与基准电压源29连接，而将负输入端子连接子电阻 27、 28之间，并将发光二极管9连接在电源端子24和误差Jt大器30的输出之间。
与发光二极管9进行光耦合的光敏晶体管10的电阻值，与发光二 极管9的光输出成反比地变化。因此，流过光敏晶体管10的电流12， 与输出端子24、 25之间的输出电压V0成比例。此外，用于取得电压 反馈控制信号的输出电压检测装置，由输出电压检测电路8、发光二极 棍9、光敏晶体管10构成。也可以将该输出电压检测装置称作电压反 馈控制信号形成电路。
开关电压检测电路11，由第1和第2 二极管31、 32、电阻33、 延迟用电容器34构成。延迟用电容器34的一端，通过第1 二极管31 和电阻33与三次线圈23的一端连接，电容器34的另一端，与三次线 圈23的另一端连接。由于三次线圈23与一次线圈21进行电磁耦合而 一次线圈21通过整流滤波电路1与开关元件3并联连接，所以在三次 线圈23上得到与主开关元件3的电压V。s及谐振用电容器5的电压VI 成比例的电压。另外，由于电容器5的电压V1与开关元件3的漏•源 间电压V。s基本一致，所以在下文中也可以将其称为开关元件3的电 压。延迟用电容器34的静电电容，远比输出滤波用电容器7小。此外， 二极管31，具有在开关元件3断开期间变为导通的方向性。因此，如 图6和图7所示，开关电压检测电路11的输出即延迟用电容器34的 电压V3的波形，与开关元件3断开期间的谐振用电容器5的电压VI 的波形基本相似。由于在三次钱圈23的电压及延迟用电容器34的电 压V3中包含着开关元件3的电压V。s的信息，所以可以将延迟用电容 器34的电压看作开关元件的电压。第2 二极管32，具有与第1 二极管 同时导通的方向性，并与延迟用电容器34的一端连接。该第2二极管 32的负极通过导体35连接于合成电路12。因此，使电流13从开关电 压检测电路11流入合成电路12。
作为控制用电源的整流滤波电路14，由二极管36及电容器37构 成。二极管36，具有在开关元件3断开期间的三次线圏23的电压下导 通的方向性。电容器37，通过二极管36与三次线圏23并联连接。当 变压器2的蓄存能量在开关元件3断开期间放出时，根据由三次线圈 23得到的电压使充电电流流过电容器37。电容器37的一端，通过起 动电阻35与第1直流端子18连接。因此，当DC — DC变换器起动时， 由整流滤波电路l的输出电压对电容器37进行充电。合成电路12，包含电阻38和电容器39。电阻38连接在合成电路 12的输出线路40和电流检测电阻4之间。电容器39连接在输出线路 40和接地端子19之间。用于电压反馈控制的光敏晶体管10，通过限 流电阻41连接在控制用整流滤波电路14和电阻38的输出侧端子之 间。开关电压检测电路ll的输出导体35，连接着电阻38的输出侧端 子。因此，在合成电路12的输出导体40上，可以得到与按适当比例 将图6和图7所示的电流检测电阻4的电压V2、开关电压检测电路ll 的电压V3、及输出电压检测电路8的电压相加后的电压相当的合成信 号V4。
用于形成使开关元件3进行通•断动作的信号的开关控制电路 13,为半导体集成电路即单片IC结构，具有第1、笫2、笫3及第4 端子42、 43、 44、 45。笫1端子42是电源端子，连接着控制电源用 整流滤波电路14。第2端子43是接地端子，与整流滤波电路1的接地 端子19连接。第3端子44，与合成电路12的输出导体40连接。第4 端子45，连接着开关元件3的控制端子即栅极。
本发明的开关控制电路13,具有如下的功能：
(1) 响应上述输出电压检测装置8、 10的输出而决定上述开关元 件3的接通期间Ton以便将上述输出电压控制为恒定值的功能；
(2) 形成指示用于限制上述开关元件3的断开期间Toff的长度 的第1最小断开期间Tl的信号的功能；
(3) 形成指示比上述最小断开期间Tl长的第2最小断开期间T2 的信号的功能；
(4) 有选择地产生指示上述第l和第2最小断开期间的信号的功
能；
(5 )检测上述电感装置2的回扫电压发生期间TO的功能；
(6) 判断上述回扫电压发生期间T0是否比上述笫1最小断开期 间Tl短的功能；
(7) 判断上述回扫电压发生期间T0是否比上述笫2最小断开期 间T2长的功能；
(8) 当取得了指示上述回扫电压发生期间TO比上述笫1最小断 开期间Tl短的判定结果时根据上述第2最小断开期间T2限制上述开 关元件3的断开期间Toff的长度的功能；(9) 当取得了指示上述回扫电压发生期间TO比上述第2最小断 开期间T2长的判定结果时根据上述第1最小断开期间Tl限制上述开 关元件3的断开期间Toff的长度的功能；
(10) 在上述第1最初的断开期间Tl或上述第2最小断开期间T2 结束后根据由上述开关电压检测装置11、 lla或lib获得的指示上述 开关元件3的电压已变到规定基准值Vrl或Vr2，以下的情况决定上述 开关元件3的断开期间Toff的结束时刻的功能。
为荻得上述第1~第IO功能，开关控制电路13，如图2所示，从 大致上区分可具有第1和第2比较器46、 47、笫1和第2基准电压源 48、 49、控制脉冲形成电路50、初始化信号发生器51、驱动电路52、 阻抗切换电路53、电压调整电路54、断开期间信号发生电路73、最大 断开期间决定电路74、回扫电压发生期间检测电路101、判定电路 102。此外，在本申请书中，将用于形成对开关3进行通•断控制用的 开关控制的主要部分称作开关控制信号形成电路。该开关控制信号形 成电路，由图2的开关控制电路13内的第1和第2比较器48、 49及 控制脉沖形成电路50、图1的电流检测电阻4及合成电路12构成。
笫1比较器46的正输入端子，与输入合成信号V4的第3端子44 连接，其负输入端子与笫l基准电压源48连接，其输出端子通过导体 55连接于控制脉冲形成电路50及断开期间信号发生电路73。第l基 准电压源48，产生与图6和图7所示的电流II的容许最大振幅相当的 第l基准电压Vrl。因此，第1比较器46，将合成信号V4与第l基准 电压Vrl进行比较，并产生图6和图7所示的输出V5。当合成信号V4 变得高于笫l基准电压Vrl时，该输出V5包含变为高电平的脉冲。该 第1比较器46的作用主要用于决定开关元件3的接通期间Ton。
第2比较器47的正输入端子，与输入合成信号V4的端子44连接， 其负输入端子与第2基准电压源49连接，其输出端子通过导体56连 接于控制脉冲形成电路50。第2基准电压源49的第2基准电压Vr2， 设定为图6中在t5示出、图7中在t4示出的变压器2的蓄存能量放 出结束时刻之前的合成信号V4的值与第l基准电压Vrl之间的值。第 2比较器47的输出V6，如图6和图7所示，当合成信号V4变得高于 第2基准电压Vr2时，包含变成高电平的脉冲。
控制脉冲形成电路50，响应第1和第2比较器46、 47的输出V5、V6而形成控制脉冲即开关控制信号，并通过导体57将其传送到驱动电 路52。该控制脉冲形成电路50，将在后文中详细说明。驱动电路52， 将控制脉冲的振幅放大，并通过端子45将其传送到开关元件3的控制 端子（栅极）。
初始化信号发生器51，产生用于对控制脉冲形成电路5 0进行初始 化即使其复位的初始化信号，由电阻58、电容器59、 2个反相电路即 非电路60、 61构成。电阻58的一端，通过导体62连接于电压调整电 路54，其另一端通过电容器59接地。第1非电路60，连接于电容器 59和电阻58的相互连接点。第2非电路61，与第1非电路60连接。 第1非电路60，通过导体63连接于断开期间信号发生电路73，以便 传送第l复位信号即初始化信号。笫2非电路61，通过导体"连接于 控制脉冲形成电路50，以便传送第2复位信号即初始化信号。将电源 电压供给图2的端子42，并当电压调整电路54的输出电压升高时，以 有滞后的方式使电容器59充电。在电容器59的电压达到第1非电路 60的升高的阈值之前，从第1非电路60的输出端子产生高电平即逻辑 1的复位脉冲，而从第2非电路61产生低电平即逻辑0的复位脉冲。 当电容器59充电到足够的电压时，第1非电路60的输出保持在低电 平，第2非电路61的输出保持在高电平。
与电源端子42连接的电压调整电路54，可以得到稳定后的直 流电压，并通过导体65与断开期间信号发生电路73连接。在图2中 虽然省略，但电压调整电路54也向开关控制电路13内的断开期间信 号发生电路73以外的电路供给电源电压。
阻抗切换电路53，由稳流电路67、 FET68、非电路69构成。稳流 电路67与FET68的串联电路，连接在合成信号V4的输入端子44与接 地端子43之间。非电路69，通过导体70与控制脉冲形成电路50的输 出导体57连接，非电路69的输出端子，连接于FET68的控制端子。 因此，当在控制脉冲形成电路50的输出导体57上产生高电平的控制 脉冲时、即在开关元件3的接通期间，FET68变为截止状态，阻抗切换 电路53呈现出无限大的阻抗值。另一方面，在没有产生控制脉冲的开 关元件3的断开期间，导体57、 70变为低电平，所以非电路69的输 出变为高电平，从而使FET68变为导通状态。按照这种方式，在输入 端子44和接地端子43之间保持连接了规定阻抗的状态。此外，可以将稳流电路67置换为较大的电阻。阻抗切换电路53，与图1的电容器 39并联连接。因此，在开关元件3的断开期间，阻抗切换电路53的阻 抗与电阻4和电阻38的串联电路并联连接，因而使输入端子44上的 合成信号V4的电压电平降低。因此，缩小了开关元件3的断开期间的 合成信号电平与接通期间的合成信号电平之差。阻抗切换电路53的稳 流电路67的电流值，设定为在变压器2的蓄存能量放出后的阻尼振荡 波形的底部或其附近使合成信号V4穿过第l基准电压Vrl。因此，也 可以将该阻抗切换电路53作为合成电路12的一部分。另外，将阻抗 切换电路53的阻抗设定为可以将接通期间Ton内的合成信号V4的峰 值电平保持在比断开期间Toff内的合成信号V4的峰值电平低的状 态。当开关元件3的断开期间Toff内的合成信号V4的电压电平并不 太高时，可以将阻抗切换电路53省去。
断开期间信号发生电路73,用于产生指示开关元件3取得的断开 时间的信号，本发明中的指示第1和第2最小断开期间T1、T2的信号， 也由断开期间信号发生电路73产生。因此，也可以将断开期间信号发 生电路73称为最小断开期间信号发生电路。该断开期间信号发生电路 73，将在后文中详细说明。
最大断开期间决定电路74，用于产生指示开关元件3取得的断开 时间的最大值的信号，该最大断开期间决定电路74，将在后文中详细 说明。
回扫电压发生期间检测电路101，用于检测本发明中的回扫电压发 生期间T0。该回扫电压发生期间检测电路101，将在后文中详细说明。
作为判定装置的判定电路102 ，用于判定从断开期间信号发生电路 7 3得到的第1最小断开期间Tl或第2最小断开期间T2与从回扫电压 发生期间检测电路101得到的回扫电压发生期间TO之间的大小关系， 从而对断开期间信号发生电路73进行控制。该判定电路102，将在后 文中详细i兌明。
图3比图2更为详细地示出图2的控制脉冲形成电路50及断开期 间信号发生电路73，而最大断开期间决定电路74、回扫电压发生期间 检测电路101、判定电路102，与图2所示相同。从该图3可以清楚看 出，控制脉沖形成电路50，由第1电路71和第2电路72构成。第l 电路71，可以称为用于决定开关元件3的断开结束时刻的电路。该笫2电路96，根据笫1电路71的输出导体86的信号V9及断开期间信号 发生电路73的输出V13形成用于使开关元件3接通的脉冲，可以称为 脉冲形成电路或脉冲输出电路。第1和第2电路71、 96，将在后文中 详细i兌明。
断开期间信号发生电路73，从大致上区分可由锯齿波发生电路 72、最小断开期间决定用基准电压源91、比较器92及断开期间脉冲形 成电路95构成。这些电路，将在后文中详细说明。
图4详细地示出图3的控制脉冲形成电路50。
控制脉冲形成电路50中所包含的第1电路71，用于决定开关元件 3的断开期间Toff的最后时刻即接通开始时刻，也可以称为接通期间 宽度决定电路或接通开始时刻决定电路，如图4所示，由波形整形电 路77、 2个触发器78、 79、非电路80构成。
第1电路71中所包含的波形整形电路77，用于将图6和图7中 由V5表示的波形整形或变换为由V7表示的波形，由2个触发器81、 82及或门83构成。触发器81，是按复位优先方式形成的RS触发器， 具有通过导体55与图2的第1比较器46连接的置位输入端子S及与 另一个RS触发器82的正相输出端子Q连接的复位输入端子R。或门 83的一个输入端子，与提供第1比较输出V5的导体55连接，另一个 端子连接着触发器81的输出端子Q。从该或门83得到图6和图7所示 的波形整形输出V7。该波形整形输出V7，包含在图6中的tl〜t8区 间为高电平、在图7的tl~t6、 t7~tl0中为高电平的脉冲。该波形 整形电路77的输出V7的脉冲，相当于将第1比较输出V5的紧接在断 开期间Toff开始之后产生的向低电平的降落补偿为高电平的脉冲。更 详细地说，合成信号中所包含的由电阻4产生的电流检测电压V2 的分量，在图6和图7的tl时刻冲到第l基准电压Vrl以下，使合成 信号V4先从比第1基准电压Vrl低的一侧穿过该第1基准电压Vrl而 到比其高的一侧，接着从比其高的一侧穿过第1基准电压Vrl而到比 其低的一侧，在这之后，再次从比其低的一侧穿过笫1基准电压Vrl 而到比其高的一侧。因此，使第1比较电压V5在图6和图7的tl变 为微小期间的高电平，然后返回低电平，而在t2时刻又再t变为高电 平。但是，当设置了波形整形电路77时，可以得到包舍着在上述t2 时刻之前没有低电平区间的脉冲的输出V7。此外，触发器82，具有与传送第2-比较输出V6的导体56连接着的置位输入端子S及通过导体 84与图3和图5的控制脉冲形成电路50的输出导体84连接的复位输 入端子R。
用于决定断开结束时刻的笫1电路71的D型触发器78，具有与波 形整形电路77连接的时钟端子T、通过导体85与断开期间脉冲形成电 路95连接的数据输入端子D、通过非电路80与笫2比较器47的输出 导体56连接的预置输入端子PR -、通过导体64与初始化信号发生器 51连接的复位输入端子R—,其形成方式为，响应导体64的初始化信 号而复位，响应指示合成信号V4从比第2基准电压Vr2低的一侧穿过 该第2基准电压Vr2而到比其高的一侧的例如t3时刻的第2比较器47 的输出V6而进行预置，将波形整形电路77的输出V7中所包含的脉冲 的后沿（例如图6的t8)作为时钟信号而读入例如图6中的由V13表 示的信号，并将图6和图7中由V8表示的信号输送到反相输出端子 Q—。另外，在本申请说明书中，为便于标记，用Q —表示触发器的反 相输出端子。用于决定断开结束时刻的笫1电路71的触发器79，是置 位优先RS触发器，具有与提供第2比较输出V6的导体56连接的置位 优先的置位输入端子S及与D型触发器78的反相输出端子Q —连接的 复位输入端子R。该触发器79的正相输出端子Q，通过导体86与构成 第2电路96的或非门96a连接、且与图3和图5的断开期间脉冲形成 电路95连接，并输出图6和图7所示的信号V9。该信号V9的高电平 期间，是在断开期间Toff内从合成信号V4笫1次穿过第2基准电压 Vr2的时刻t3到最后穿过第1基准电压Vrl时刻（例如图6的t8或 图7的t10)。在断开期间Toff内合成信号V4最后穿过第1基准电 压Vrl时刻（例如图6的t8或图7的t10)，是断开期间Toff的结 束时刻，而且是接通期间Ton的开始时刻。由用于决定断开结束时刻 的第1电路71决定的图6的t8时刻或图7的t10时刻，相当于从由 V13表示的最小断开期间Tl或T2的结束时刻（图6的t4或图7的t9) 起经过了图6的t4 ~ t8或图7的t9~ t10的附加期间后的时刻。由于 D型触发器78的正相输出绵子Q的信号与触发器79的输出相同，所以 可以将触发器79省去而将D型触发器78的正相输出端子Q与输出导 体86连接。本实施形态的断开期间Toff，为第1或第2最小断开期间 Tl或T2与随负载26的大小而变化的附加期间的合计值。构成笫2电路96的或非门96a,输出图6和图7中由V14表示的 控制脉冲。该或非门96a的连接，将在后文中将详细说明。
图5详细地示出图3的断开期间信号发生电路73、最大断开期间 决定电路74、回扫电压发生期间检测电路101、判定电路102。
断开期间信号发生电路73中所包含的锯齿波电压发生电路72,如 图5所示，由充电用稳流电路87、电容器88及第l和第2放电用开关 89、 90构成。电容器88的一端，通过稳流电路87与电源用导体65 连接，其另一端与接地导体66连接。由FET构成的第l和笫2放电用 开关89、 90，与电容器88并联连接。第l放电用开关89的控制端子， 与控制脉冲输出导体57连接。笫2放电用开关90的控制端子，与第1 复位用导体63连接。因此，电容器88在放电用开关89、 90接通期间 进行放电，并通过将放电用开关89、 90切换为断开而由稳流电路87 对电容器88进^f亍充电，该电压倾斜地上升，从而得到图6和图7所示 的锯齿波电压VIO。
最小断开期间决定用基准电压源91，由第1、第2及第3电阻R1、 R2、 R3的串联电路构成，该串联电路的一端，与电源用导体65连接， 其另一端与接地导体66连接。
最小断开期间决定用比较器92的正输入端子，与作为锯齿波电压 发生电路72的输出端子的电容器88的一端连接，其负输入端子连接 于第1和第2电阻Rl、 R2的相互连接点即分压点。因此，比较器92， 如图6和图7所示，将锯齿波电压V10与基准电压源91的基准电压Va 进行比较后产生输出V12。此外，最小断开期间决定用基准电压源91， 由切换开关103进行控制，以便得到滞后效应，并在图6的重负载时 产生第l最小断开期间决定用基准电压Val，在比图6的重负载小的图 7的轻负载时产生高于Val的第2最小断开期间决定用基准电压Va2。 其结果是，比较器92的输出V12从低电平转换为高电平的时刻，在重 负载时和比其轻的轻负载时不同，在图6的重负载时为t4，与此不同， 在图7的轻负载时为t9。从图6和图7的VI2的波形可以看出，比较 器92，产生指示最小断开期间的结束时刻的脉冲。指示整个最小断开 期间T1或T2的脉冲，在图6和图7中由V13表示。指示整个最小断 开期间T1或T2的脉冲，由断开期间脉冲形成电路95生成。
断开期间脉冲形成电路95，由与门97、 2个或门98、 99、置位优先RS触发器100构成。
与门97的一个输入端子，与最小断开期间决定用比较器92连接， 其另一个输入端子，通过导体86连接于用于决定断开结束时刻的第1 电路71的触发器79。或门98的一个输入端子，与最大断开期间决定 电路74的比较器94连接，其另一个输入端子，与与门97连接。置位 优先RS触发器100，具有与或门98连接的置位输入端子S及与或门 99连接的复位输入端子R，在反相输出端子Q -上产生最小断开期间脉 冲V13或最大断开期间脉冲。正常动作时的该触发器100的输出脉冲 V13，具有指示主开关元件3的最小断开期间的脉沖宽度。断开期间脉 冲形成电路95的触发器100的反相输出端子Q—,与用于形成控制脉 沖的或非门96的一个输入端子连接。
另夕卜，在本实施形态中，断开期间脉冲形成电路95的触发器100， 在正常动作时，输出指示最小断开期间Tl或T2的脉冲，在起动时响 应最大断开期间决定用比较器94的输出而产生指示最大断开期间的脉 冲。因此，断开期间脉冲形成电路95，具有最小断开期间脉冲形成电 路和最大断开期间脉冲形成电路的两种电路的作用。其结果是，筒化 了控制电路13的电路结构。但是，可以将断开期间脉冲形成电路95 只作为用于形成最小断开期间Tl或T2的脉冲的最小断开期间脉冲形 成电路使用，而另外单独设置用于形成最大断开期间脉冲的电路。
开关103，是用于控制第1最小断开期间Tl和第2最小断开期间 T2的切换的装置，与具有分压电路结构的最小断开期间决定用基准电 压91的电阻R3并联连接，在重负载时接通而设定图6的第1断开期 间决定用基准电压Val，而在轻负载时断开而设定图7的第2最小断开 期间决定用基准电压Va2。即，当开关103接通时，如设电源导体65 与接地导体66之间的电压为E，则可以得到可由下式表示的第1断开 期间决定用基准电压Val，
Val=E{R2/ (Rl+R2 ) }
而当开关103断开时，可以得到可由下式表示的第2断开期间决 定用基准电压Va2。
Va2=E{ (R2+R3) / (Rl+R2+R3 ) }
最大断开期间决定电路74，设定为用于起动DC — DC变换器并可以 根据需要进行极轻负载时的DC —DC变换。即当该DC —DC变换器起动时，进行具有一定的断开期间的通•断动作。最大断开期间决定电路
74，用于决定该一定的断开期间，并由最大断开期间决定用基准电压 源93和比较器94器构成。最大断开期间决定用基准电压源93,产生 如图6和图7所示的高于最小断开期间决定用基准电压Va的基准电压 Vb。该最大断开期间决定用基准电压Vb，具有在重负载时及轻负载时 即正常时都使锯齿波电压V10不穿过的电平。比较器94的正输入端 子，与锯齿波发生电路72的电容器88连接，其负输入端子与基准电 压源93连接。因此，当锯齿波电压V10变得高于基准电压Vb时，比 较器94的输出Vll变为高电平。为了在图6和图7的正常状态下使锯 齿波电压V10不穿过基准电压Vb，使比较器94的输出Vll保持在低 电平（零）。另一方面，由于起动时DC —DC变换器的输出电压VO低， 所以合成信号V4的最大电平即峰值低，因而使用于决定断开结束时刻 的笫1电路71不能正常动作，其输出V9保持在低电平状态，断开期 间脉冲形成电路95，#_据最大断开期间决定电路74的输出形成控制脉冲。
回扫电压发生期间检测电路101，用于检测从变压器2产生回扫电 压的期间，并产生图6和图7中由V17表示的输出。该回扫电压发生 期间检测电路IOI的输出V17，在图6中的tl~t8区间为高电平、t8〜 tlO区间为^f氐电平，在图7的tl ~ t6区间为高电平、t6〜tll区间为 低电平。总之，该输出V17，是在断开期间Toff的开始时刻与变压器 2的蓄存能量的放出结束后使合成信号V4第l次穿过第l基准电压Vrl 的时刻之间为高电平的信号，包含着宽度与变压器2的回扫电压的产 生期间基本一致的脉冲。在本申请书中，为便于说明，当设图6所示 的从开关元件3由接通状态切换为断开状态的时刻到回扫电压开始降 低的时刻的时间长度为T01、并设从开关元件3由接通状态切换为断开 状态的时刻到阻尼振荡电压笫1次降到最低值的时刻的时间长度为 T02时，将满足T01《T0《T02的时间长度定义为回扫电压发生期间 TO。即，虽然在图6和图7中TO与T02—致，但T0可以取从T01到 T02之间的任意值。从TOl的结束时刻到T02的结束时刻，相当于阻 尼振荡电压的l/2周期，在本申请书中，也可以将该1/2周期看作回 扫电压发生期间。回扫电压发生期间T0，与开关无件3的接通期间Ton 的长度成比例。回扫电压发生期间检测电路101，用于根据控制脉冲形成电路50 产生的V7和V14的信号检测回扫电压发生期间T0，具有延迟电路 104、或非门105、复位优先RS触发器106、及与门107。延迟电路104， 通过导体108与图4的波形整形电路77连接。该延迟电路104，对波 形整形电路77的输出V7提供微小的延迟。或非门105的一个输入端 子，与提供V7的导体108连接，其另一个输入端子，与延迟电路104 连接。因此，从该或非门105得到包含着在图6的t8时刻、图7的t6、 t10时刻等示出的脉冲的输出V15。此外，输出V15的脉冲宽度，相当 于延迟电路104的延迟时间。复位优先的触发器106的置位输入端子 S,与或非门105连接，其复位输入端子R，连接于控制脉冲形成电路 50的输出导体57。因此，从该触发器106的反相输出端子Q —可以得 到图6和图7所示的输出V16。该输出V16,在图6的重负载时为连续 的高电平（H)，在图7的轻负载时在t6-tl0为低电平。与门107的 一个输入端子，与波形整形电路77的输出导体108连接，另一个输入 端子连接于触发器106的反相输出端子Q —，其输出端子与构成判定装 置102的D型触发器102a的时钟输入端子T连接。该与门107的输出 V17,构成触发器102a的定时信号。总之，指示回扫电压发生期间TO 的脉冲的后沿，构成触发器102的时钟输入。
判定装置102的D型触发器102a，进行回扫电压发生期间检测电 路IOI的输出V17中所包含的回扫电压发生期间TO是否比第1最小断 开期间Tl短的判断、及回扫电压发生期间TO是否比第2最小断开期 间T2长的判断，并根据判定结果控制开关103。
该D型触发器102a的数据输入端子D，与断开期间脉冲形成电路 95的触发器100的反相输出端子Q —连接，该D型触发器102a的反相 输出端子Q—，与FET开关103的控制端子（栅极）连接。该D型触发 器102a的输出V18,在图6的重负载时保持高电平（H)，在图7的 轻负载时保持低电平（L)。该D型触发器102a的输出的切换，在图8 的t6时刻及t13时刻进行。开关103，在触发器102的输出V18为高 电平时接通，低电平时断开。
图8用于说明由开关103进行的基准电压Val、 Va2的切换。在该 图8中，t4以前及t10以后表示重负载状态，t4~tl0区间表示比重 负载轻的轻负载状态。由于t4以前是重负载，所以开关控制信号V14的脉冲宽度即接通时间宽度为较长的tl~t2,因而设定最小断开时间 Tl。当使负载26从第l值的重负载逐渐向比其小的笫2值的轻负载减 低时，输出电压VO上升，所以，开关控制信号V14的脉冲宽度t4-t5 变短，变压器2的蓄存能量也减少，并使蓄存能量在短时间内放出， 因而使回扫电压发生期间TO变短，在这之后，合成信号V4在t6时刻 穿过第1基准电压Vrl。因此，使回扫电压发生期间检测电路101的输 出V17从高电平转换为低电平，D型触发器102a，响应该转换而读入 断开期间脉冲形成电路95的输出V13。由于在图8的t6时刻H3是 高电平，所以D型触发器102a判定回扫电压发生期间TO比最小断开 时间Tl短，D型触发器102a的反相输出端子Q —，在t6时刻转换为 低电平，并使开关元件103断开，从而将最小断开期间决定用基准电 压从Val切换为Va2。其结果是，在轻负载区间，锯齿波电压V10不 与最小断开期间决定用基准电压Val相交，而是在t8时刻与最小断开 期间决定用基准电压Va2相交，并使最小断开期间脉冲V13从高电平 转换为低电平。按照这种方式，轻负载时的由V13示出的最小断开期 间T2等于T1+Ta，比重负载时的最小断开期间Tl加长了 Ta。将基准 电压从Val切换为Va2即将最小断开期间从Tl切换为T2，与众所周 知的具有滞后特性的比较器或施密特触发电路的滞后动作类似。
第1最小断开期间从T1，例如，设定为2〜10jLis左右，第21最 小断开期间从T2，设定为3~15jiis左右，Tl和T2的时间差Ta，设 定为0. l~10jus,进一步，最好设定为2-5jLis左右。滞后动作的稳 定性，随时间差Ta的家tlO~ tl加长而提高。但是，如Ta太长，则 将使开关元件3的断开期间Toff变得过于长了。在本实施例中，Tl 为5jus， T2为8ps， Ta，设定为3jns。
当在图8的t10时刻变为重负载时，将控制信号V14的指示接通 期间Ton的脉冲的宽度加长到tlO~tll，并将断开期间Toff也加长 到til ~ t13。最小断开期间决定用基准电压Va不是在T12时刻从从 Val切换为Va2，而是与回扫电压发生期间检测电路101的输出V17降 低的时刻t13同步地切换。另一方面，最小断开期间脉冲V13，在最小 断开期间决定用基准电压Va2与锯齿波电压V10相交的时刻t12从高 电平转换为低电平。D型触发器102a，在t13时刻读入最'卜断开期间 脉冲V13的低电平，并以其反相输出端子Q -的高电平信号将开关103控制为接通状态。即，在tl3时刻，D型触发器102a，判定由V17表 示的回扫电压发生期间TO比第2最小断开期间T2长并输出从第2基 准电压Va2切换到第1基准电压Val指令。按照这种方式，可以从t13 时刻起将第1最小断开期间决定用基准电压Val供给比较器92。
图8中虽未示出，但在t13以后与图6的V13 —样设定第1最小 断开期间Tl。
在将整流滤波电路1的交流输入端子16、 17与交流电源连接时， 从图2的电压调整电路54输出稳定后的直流电压。这时，如对初始化 信号发生电路51施加例如5. 8V的恒定电压，则在导体63上产生高电 平的复位脉冲，在导体64上产生低电平的复位脉冲。图5的第2放电 用开关90，因导体63的复位脉冲而变为接通状态，并使电容器88放 电。此外，导体63的高电平的复位脉冲，还通过图5的或门99供给 到触发器100的复位输入端子R。其结果是，使触发器100变为复位状 态，因而将其输出V13初始化为高电平状态。另外，导体64的复位脉 冲，还输入到图4的D型触发器78的复位输入端子R。因此，将D型 触发器78的反相输出端子Q —初始化为高电平状态。置位优先的RS 触发器79，响应D型触发器78的输出而复位，因而将其输出V9初始 化为低电平。起动时图5的或非门96的一个输入变为高电平，另一个 输入变为低电平，所以其输出变为低电平。因此，起动时，将开关元 件3初始化为断开状态。电容器88，在初始化后由稳流电路87进行充 电，其电压V10倾斜地增大。由于起动时输出滤波用电容器7的电压 低，所以输出电压检测电路8的输出电压、三次线圏23的电压及开关 电压检测电路11的电压V3也低。因此，图6和图7所示的合成信号 V4的电压电平也低，由于合成信号达不到笫2基准电压Vr2，所以笫2 比较器47的输出V6的状态不发生变化，因而使用于检测断开结束时 刻的笫1电路71的输出导体86保持在低电平。由于导体86的低电平 信号V9输入到与门97，所以使与门97的输出为低电平而与最小断开 期间决定用比较器92的输出V12的高低无关。因此，起动时，根据最 大断开期间决定电路74的输出Vll形成控制脉冲V14。当电容器88 的电压V10如图6和图7中的虚线所示达到最大断开期间决定用基准 电压Vb时，比较器94的输出Vll如图6和图7的虚线所示变为高电 平，置位优先的触发器100响应该变化而变为置位状态，其输出V13变为低电平。其结果是，控制脉冲形成电路50的或非门96a的2个输 入同时变为低电平，其输出V14变为高电平，因而使开关元件3变为 接通状态。与此同时，第1放电用开关89接通，使电容器88变为放 电状态。当开关元件3接通时，随着变压器2的一次线圏21的电感产 生的延迟，使通过开关元件3及电流检测电阻4的电流I1倾斜地增大。 当电流检测电阻4的电压V2增大时，合成信号V4也随之增大，并与 具有作为过电流限制电平的作用的第l基准电压Vrl相交。其结果是， 使第1比较器46的输出V5瞬时地变为高电平，将其通过图5的或门 99供给到触发器100的复位输入端子R后，触发器IOO变为复位状态， 其输出V13变为高电平。因此，使或非门96a的输出V14变为低电平， 从而将开关元件3切换为断开状态。此外，使第1放电用开关89也切 换为断开状态，并使电容器88再次开始充电。当开关元件3断开时， 随着变压器2的磁心在接通期间蓄存的磁能的放出，由二次线圈22的 电压使输出整流用二板管6a导通，并对滤波用电容器7进^f亍充电。当 锯齿波用电容器88的电压V10再次达到最大断开期间决定用基准电压 Vb时，比较器94的输出再次变为高电平，并使触发器100复位，其输 出变为低电平，使下一级的或非门96的输出V14变为高电平，从而使 开关元件3变为接通状态。上述起动时的动作， 一直持续到合成信号 V4穿过第2基准电压Vr2为止。在该起动时由最大断开期间决定电路 74决定的最大断开期间，为图6的tl〜t9，例如决定为40 - 50jlis左 右。
当通过基于最大断开期间决定电路74的开关元件3的通•断控制 而使输出滤波用电容器7的电压逐渐升高时，使合成信号V4穿过第2 基准电压Vr2。因此，笫2比较器47的输出V6，在图6的t3-t7区 间为高电平，在这之后变为低电平。在图5中，当导体86变为高电平 时，使比较器92的输出H2可以通过与门97。比较器92将锯齿波电 压V10与最小断开期间决定用基准电压91的基准电压Va进行比较， 所以如图6的输出V12所示在t4〜t8区间产生高电平脉冲。为使重负 载方式和轻负载方式的切换动作稳定，最小断开期间决定用基准电压 Va，在图6的重负载时设定为第l最小断开期间决定用基准电压Val， 在轻负载时设定为第2最小断开期间决定用基准电压Va2。由基准电压 Val决定的第1最小断开期间Tl和由基准电压Va2决定的第2最小断开期间T2的切换，按如下方式进行。当图6的tl、-t4所示的断开期 间脉冲形成电路95的输出V13的高电平期间比回扫电压发生期间检测 电路101的输出V17的高电平期间tl ~ t8短时，通过使开关103接通 而得到笫1最小断开期间Tl。当图7的tl ~ t9所示的断开期间脉冲形 成电路95的输出V13的高电平期间比回扫电压发生期间检测电路101 的输出V17高电平期间tl〜t6长时，通过使开关103断开而得到第2 最小断开期间T2。换句话说，当如图8的t2~t4所示的回扫电压发 生期间检测电路101的输出V17的高电平期间即回扫电压发生期间TO 比t2 ~ t3的第1最小断开期间Tl长时，通过使开关103保持接通而 保持第1最小断开期间Tl。在这之后，当如图8的t5 - t6所示的回 扫电压发生期间检测电路101的输出V17的高电平期间即回扫电压发 生期间TO比第1最小断开期间Tl短时，使开关103断开，从而设定 t5-t8所示的第2最小断开期间T2。当从轻负载转移到重负载时，使 图8的til ~ t13所示的回扫电压发生期间检测电路101的输出V17 的高电平期间TO比笫2最小断开期间T2长，通过使开关103接通而 设定第1最小断开期间决定用基准电压Val，从而在t13以后设定第1 最小断开期间Tl。
可是，如果不论负载如何变化都将最小断开期间决定用基准电压 源的基准电压Va保持一定，则如上所述有可能使开关元件3的断开期 间Toff及接通期间Ton无规律地变化。
与此不同，在在本发明中，由于在使回扫电压发生期间T0与第1 或第2最小断开期间T1或T2的时间长度的关系反转时进行滞后动作， 所以能稳定地完成开关元件3的断开期间Toff受限制的动作和不受限 制的动作的切换。其结果是，可以防止切换频率的无规律变^i。
起动后如果是重负载状态，则进行图6所示的动作。当在图6中 在tl对开关元件进行断开控制时，使与其并联连接的电容器5充电， 从而使其电压Vl慢慢地升高。因此，可以完成开关元件3的零电压切 换，因而可以减少开关损耗。此外，还可以抑制断开时的噪声。开关 元件3的断开期间，通过将合成信号V4与第l及第2基准电压Vrl、 Vr2进行比较而决定。如输出电压V0高于基准值时，电压检测电路8 的输出电压也升高，合成信号V4也升高。其结杲是，根据接通期间Ton 的电流检测电阻4的电压V2和输出电压检测电路8的输出而使合成信号V4的三务,形波迅速地到达第1基准电压VI。因此，使开关元件3 的接通期间Ton变短，变压器2的蓄存能量减少，并使输出电压VO返 回基准值。当输出电压VO低于基准值时，进行与上述相反的动作，使 接通期间Ton变长。当接通期间Ton改变时，断开期间Toff也与接通 期间Ton成比例地改变。因此，当控制输出电压VO时，使开关元件3 的反复通•断频率发生变化。开关元件3的接通时刻，是通过电容器5 和一次线圏21的电感的谐振而使开关元件3的电压VI即漏•源间电 压Vns减小到最低或其附近的时刻。因此，可以实现接通时的零电压切 换，从而减少开关损耗。
当从图6的重负载状态向负载26减轻的方向即负载26的电阻值 增加的方向改变时，使开关元件3的接通期间Ton及断开期间Toff变 短，并使回扫电压发生期间检测电路101的输出V17的高电平期间即 回扫电压发生期间TO比第1最小断开期间Tl短。因此，设定第2最 小断开期间T2,并禁止断开期间Toff改变到第2最小断开期间T2以 下。当为图7的轻负载方式时，在变压器2的蓄存能量放出后将在合 成信号V4第1次穿过第1基准电压Vrl的时刻t6的开关元件3的接 通禁止，而在从t6起经过了谐振波形的一个周期后的时刻tlO使开关 元件3接通。在图7的t10时刻，与t6时刻一样，开关元件3的电压 VI实际上已降低到零，所以可以实现零电压切换。从而减少开关损耗。
当负载变得比图7所示的状态更轻时，如图9所示，与V14的脉 冲相当的开关元件3的接通期间Ton变短，从断开开始到蓄存能量的 放出结束的期间Tx变短，而准谐振周期间Ty变长。使开关元件3在 最小断开期间T2结束后的振荡波形的笫1个底部接通。
第1实施形态的优点如下。
(1) 由于设定最小断开期间T2，所以在轻负载时使开关元件3 的断开期间不能在最小断开期间T2以下。因此，减少了开关元件3的 每单位时间的切换次数，因而使开关元件3的开关损耗的平均值减小， 从而提高了轻负载时的DC — DC变换器的效率。
(2) 由于根据第1和第2最小断开期间Tl、 T2与回扫电压发生 期间TO的比较进行第1和第2最小断开期间Tl、 T2的切换，所以可 以稳定地进行受第2最小断开期间T2限制的开关动作和不菱其限制的 开关动作的切换。其结果是，使受笫2最小断开期间限制的开关动作得到稳定，并使输出电压vo的稳压控制也得到稳定。
(3)由于无论将最小断开期间T1和T2设定为何值都可以通过准 谐振进行接通时的零电压切换，所以能减少开关损耗。
(4 )即使将像重负载时那样的正常负载时的切换频率设定得比较 高，也不回使轻负载时的切换频率变得非常高，例如可以将其抑制到 150kHz以下（例如100kHz左右）。因此，可以将正常负载时的切换 频率保持得比较高。其结果是，可以减少变压器的损耗，并能使变压 器2的尺寸小型化。
(5) 轻负载时的断开期间Toff受第2最小断开期间T2的限制而 变得较长，所以使接通期间Ton也变得较长。即，当对负载28供给规 定的电力时，如断开期间Toff变长，则接通期间Ton也变长。当断开 期间Toff长时，易于区分电流检测信号V2和噪声。即，使笫1比较 器46的噪声容限增大。此外，当噪声容限允许与以往相同时，可以扩 大开关元件3的接通期间Ton的控制范围。
(6) 由于形成合成信号V4并输入到IC结构的控制电力供应3， 在控制电路13上不需要设置用于第1和第2比较器46、 47的2个独 立的输入端子，因而能简化IC的结构。按照这种结构，可以降低控制 电路13的成本。
(7) 由于使锯齿波发生电路71的输出由最小断开期间决定用比 较器92和最大断开期间决定用比较器94共用，所以简化了电路的结 构，因而可以实现控制电路13的小型化、低成本化。
(8) 控制脉冲形成电路50，由具有逻辑电路结构的第1和第2 电路71、 96形成，所以使其能以较容易的方式形成。
第2实施形态
以下，说明图10所示的第2实施形态的DC —DC变换器。但是， 在示出第2实施形态的图IO及示出后文所述第3~第12实施形态的图 11~图31中，对实际上与图1~图9相同的部分标以相同的符号而将 其说明省略。此外，在第2~第12实施形态的说明中，也才艮据需要参 照图1 ~图9。
图10所示的第2实施形态的DC —DC变换器，将开关电压检测电 路ll直接与开关元件3和电流检测电阻4的串联电路并联连接，其他 与图l中的形成方式相同。图10所示的DC —DC变换器，适用于开关元件3断开时的电压Vl低的情况。此外，当断开时开关元件3的电压 VI高时，可以将开关电压检测电路11的电阻33的值提高，或使图2 的阻抗切换电路53的断开时的阻抗降低。
按照该第2实施形态，也可以取得与第1实施形态相同的效果。
第3实施形态
图11所示的第3实施形态的DC —DC变换器，与从图1的DC —DC 变换器中将输出电压检测电路8、发光二极管9和光敏晶体管10省去 后的结构相当。在图11中，控制电源用滤波电容器37的一端，通过 电阻41与合成电路12连接。电容器37，在开关元件3的断开期间被 充电到与输出电压V0大致成比例的值。因此，如检测出该电容器37 的电压，即可检测出输出电压VO。在图11中，三次线圈23和整流滤 波电路14，既起着控制电源的作用又起着输出电压检测电路的作用。 此外，电容器37的电压，通过电阻41加到合成电路12，用以生成合 成信号V4。电阻41起着输出电压检测用电阻或合成电路12的一部分 的作用。
第3实施形态，仅在输出电压V0的检测方法上与第1实施形态不 同，因而具有与第1实施形态相同的效果。 第4实施形态
图12所示的笫4实施形态的DC —DC变换器，设有从图1的DC — DC变换器的开关电压检测电路11中将二极管32和电容器34省去后构 成的开关电压检测电路lla，其他结构与图l相同。因此，图12的开 关电压检测电路lla，由二极管31和电阻33构成，三次线圏23的一 端，通过二极管31及电阻33与合成电路12连接。在图12的情况下， 虽然不能得到由图1的电容器34产生的延迟，但可以借助于开关电压 检测电路lla的寄生电容及合成电路12的电容器39的作用而得到包 含着开关元件3断开期间的开关元件3的电压VI的延迟分量的合成电 压V4。
图12的实施形态，除开关电压检测电路lla以外与第1实施形态 相同，所以能取得与第1实施形态相同的效果。 笫5实施形态
第5实施形态的DC — DC变换器，将第1实施形态的用于决定断开 结束时刻的笫1电路71及回扫电压发生期间检测电路101变形为图13所示的用于决定断、开结束时刻的第1电路71a及回扫电压发生期间检 测电路101a，其他结构与第1实施形态的相同。
图13所示的用于决定断开结束时刻的第1电路71a，相当于从图 4的用于决定断开结束时刻的第1电路71中省去了波形整形电路77， 而由D型触发器78和置位优先触发器79构成。D型触发器78,具有 通过导体55a连接于图2的第1比较器46的时钟输入端子T和通过导 体85连接于图5的触发器100的反相输出端子Q—的数据输入端子D， 与图14和图15所示的第1比较输出V5的脉冲后沿同步地读入导体85 的信号V13，并从该反相输出端子Q -产生输出V8。图13的触发器79， 输出与图4所示相同的V9。该输出V9传送到与图5相同的断开期间脉 沖形成电路95。
图13的回扫电压发生期间检测电路101a，相当于从图5的回扫电 压发生期间检测电路101省去了触发器106几与门107，而由延迟电 路104和或非门105构成。延迟电路104，与第1比较输出V5用的导 体55a连接，并以与图5同样的方式生成将第1比较输出V5稍微延迟 的信号。或非门105的一个输入端子，与第1比较输出V5用的导体55a 连接，其另一个输入端子，与延迟电路104连接。因此，可以从或非 门105得到如图14和图15所示的与图6和图7相同的回扫检测信号 V17。
第5实施形态，除具有与第1实施形态相同的效果外，还具有能 将用于决定断开结束时刻的第1电路71a及回扫电压发生期间检测电 路101a的结构简化的效果。但是，由于使用在图14的tl、 t10、图 l5的tl、 tll、 t14产生的第1比较输出V5的脉冲的后沿即下降边， 所以对切换频率极高的DC —DC变换器并不适用，而适用于切换频率较 低DC — DC变换器。
第6实施形态
图16所示的第6实施形态的DC —DC变换器，设有将图1所示的 第1实施形态的DC — DC变换器的合成电路12的一部分及控制电路13 的一部分分别变形后的合成电路12a及控制电路13a，并设有变形后的 开关电压检测电路llb，其他结构与图l相同。开关电压检测电路llb 不与图6的合成电路12a连接。因此，该合成电路12a，生成将从电流 检测电阻4得到的电流检测信号V2与电压检测电路8的输出合成后的合成信号V4，，并将其输送到控制电路13a的端子44a。开关电压检 测电路lib的输出导体35，与控制电路13a的新增的端子44b连接。 开关电压检测电路llb，从开关电压检测电路ll中省去了二极管32， 并将放电用电阻Rll与电容器34并联连接。
从图17可以看出，控制电路13a，省去了控制电路13的阻抗切换 电路53，并将第1比较器46的正输入端子与端子44a连接，将第2 比较器47的正输入端子与新增的端子44b连接，并设有稍许变形后的 控制脉沖形成电路50a，其他结构与图2相同。
另外，在图17中，可以在输入端子44a与地之间和（或）输入端 子44b与地之间连接与图2的阻抗切换电路53相同的电路。
从图19所示的重负载状态的各部的电压波形及图20所示的轻负 载状态的各部的电压波形可以看出，图17的笫1比较器46，通过将锯 齿波状的合成信号V4，与第1基准电压Vrl，进行比较而产生第1比 较输出V5，。第1比较器46的第1比较输出V5，，包含着指示开关 元件3的接通期间Ton的结束时刻的脉冲。
第2比较器47，将开关电压信号V3与基准电压源49，进行比较， 并产生输出V6，。从图19和图20可以看出，第2比较器47的输出 V6，中所包含的脉冲的后沿，指示开关元件3的电压VI降低到零附近 的时刻。
图17的控制脉冲形成电路50a，将第1实施形态的控制脉沖形成 电路50中所包含的用于决定断开结束时刻的第1电路71变形为图18 的用于决定断开结束时刻的第1电路71b，其他与第1实施形态的形成 方式相同。图18的用于决定断开结束时刻的第1电路71b，设有将图 4的波形整形电路77变形后的波形整形电路77b，其他与图4中的形 成方式相同。图18的波形整形电路77b，根据图19和图20的第1及 第2比较输出V5， 、 V6，和图5的导体84的控制脉冲V14形成图19 和图20的波形整形输出V7。图19和图20的V7与图7的V7具有相 同的波形，所以可以按照与笫1实施形态相同的方式使用。因此，按 照第6实施形态，除增加了输入端子44b这一点以外，可以取得与第1 实施形态相同的效果。
图19，与图6—样，是表示负载26为重负载状态的图16~图18 的V1、 V4， 、 V3、 V5， 、 V6， 、 V7、 V9、 V14的波形图。图20，与图7—样，是表示负载26为轻负载状态的图16 ~图18的V4、V4， 、 V5，、 V6， 、 V7、 V9、 V14的波形图。开关元件3的接通期间Ton的结束， 由信号V5'的脉冲决定，接通期间Ton的开始即断开期间Toff的结 束，在由最小断开期间决定用比较器92以与第1实施形态同样的方式 决定的笫1最小断开期间Tl或第2最小断开期间T2结束后，通过使 断开结束时刻决定信号V9从高电平转换为低电平决定。
该笫6实施形态的DC —DC变换器，与第1实施形态一样，具有第 1或第2最小断开期间Tl、 T2，所以能取得与笫1实施形态相同的效 果。
第7实施形态
以下，参照图21~图26说明第7实施形态的DC — DC变换器。但 是，在图21~图26中，对实际上与图1~图20相同的部分标以相同
的符号而将其说明省略。
图21所示的第7实施形态的DC —DC变换器，将图1所示的第1 实施形态的DC —DC变换器的合成电路12省去，并设有将控制电路13 的一部分变形后的控制电路13b，而且还设有变形后的开关电压检测电 路llb，其他结构与图l相同。
控制电路13b，具有电压反馈控制信号输入端子44a，、 开关电 压检测信号输入端子44b及电流检测信号输入端子44c。因此，在输入 端子44a，上流入与一对直流输出端子24、 25之间的电压V0成比例 的电流I2。图21的开关电压检测信号输入端子44b，与图16中用相 同符号示出的端子相同，连接于结构与图16相同的开关电压检测电路 llb。电流检测信号输入端子44c，与电流检测电阻4连接。在该输入 端子44c上输入用于过电流保护的电流检测电阻4的电压V2。
控制电路13b，按图22所示的结构形成。该控制电路13b，设置 接通结束时刻决定用比较器46a和过电流保护用比较器46b用以代替 图17的控制电路13a的比较器46，并设有接通结束时刻决定用锯齿波 发生电路lll，而且还设有变形后的断开期间信号发生电路73a，其他 结构与图17相同。图22的断开结束时刻决定用比较器47，与图17 中用相同符号示出的比较器47 —样与开关电压检测信号输入端子44b 连接，并具有与图17的比较器47相同的功能。
断开结束时刻决定用锯齿波发生电路lll，由电容器112、放电用开关113及非电路1,14构成。电容器112，与电压反馈控制信号输入 端子44a连接。因此，该电容器112，由通过图21的光敏晶体管10 供给的电流I2充电。由于该电流I2与输出电压V0成比例，所以电容 器112的充电速度与输出电压VO成比例。由晶体管构成的放电用开关 113，与电容器112并联连接，其控制端子即基极通过非电路114与导 体57连接。由于在导体57上得到图6中由V14表示的开关控制信号， 所以晶体管113在主开关元件3的接通期间Ton内保持非导通状态， 在断开期间Toff内为导通状态。在开关113的接通期间，电容器112 放电，而其充电被阻止。在开关113的断开期间，电容器112，由通过 图21的光敏晶体管10供给的电流I2慢慢地充电。其结果是，电容器 112的电压V4a变为锯齿波电压。
接通结束时刻决定用比较器46a的正输入端子，与电容器112连 接，其负输入端子与笫l基准电压源48a连接。因此，比较器"a，将 如图25和图26所示的电容器112的锯齿波电压V4a与第1基准电压 源48a的第1基准电压Vrla进行比较，并当锯齿波电压V4a达到基准 电压Vrla时产生图25和图26中由V5，表示的脉冲。该由V5，表示 的脉冲，在开关元件3的接通期间的结束控制中使用。当输出电压VO 高于基准电压时，电容器112的充电速度快，所以电容器112的电压 V4a迅速达到基准电压Vrla，因而使开关元件3的接通期间Ton缩短。 当输出电压VO低于基准电压时，进行与上述高于时相反的动作。其结 果是，图22的电容器112的电压V4a，具有与图1的合成信号V4相 同的功能。
过电流保护用比较器46b的正输入端子，与电流检测信号输入端 子44c连接，其负输入端子与供给电压Vrlb的基准电压源48b连接。 基准电压Vrlb，在额定负载时设定为高于流过开关元件3的电流的峰 值的检测电压V2。当电流检测信号大于基准电压Vrlb时，从比较器 46b产生表示过电流状态的高电平输出，并通过导体55b将其传送到脉 冲发生电路50b。
图23中示出与图3相同的部分。图23的控制脉冲形成电路50a， 与图17和图18中用同一符号表示的电路的形成方式相同。
图23的用于决定断开结束时刻的第1电路71b，与图18中用同一 符号表示的电路的结构相同。图23的断开期间信号发生电路73a，设有将图3的断开期间脉冲 形成电路95变形后的断开期间脉冲形成电路95a，其他与图3的形成 方式相同。断开期间脉冲形成电路95a，连接着2个导体55a、 55b用 以代替图3中的导体55。图24示出与图5相同的部分。图24的断开 期间脉冲形成电路95a，将图5的二输入或门99变更为三输入或门 99a，其他结构与图5相同。图24的或门99a的第1输入端子，与图5 一样，连接于导体63，其第2输入端子，与传送指示断开结束时刻的 信号V5，的导体55a连接，其第3输入端子，与过电流信号55b连接。 而导体55a与图22的比较器46a连接，导体55b与图22的比较器46b 连接。或门99a，当3个输入端子中的任何一个变为高电平时，将触发 器1QG复位。
图25，与图6—样，是表示负载26为重负载状态的图21~图24 的VI、 V4a、 V3、 V5， 、 V6， 、 V7、 V9、 V14的波形图。图26，与图7 一样，是表示负载26为轻负载状态的图21~图24的VI、 V4a、 V3、 V5， 、 V6， 、 V7、 V9、 V14的波形图。开关元件3的接通期间Ton的 结束，由信号V5，的脉冲决定，接通期间Ton的开始即断开期间Toff 的结束，在由断开期间信号发生电路73以与第1实施形态同样的方式 决定的第1最小断开期间Tl或第2最小断开期间T2结束后，通过使 断开结束时刻决定信号V9从高电平转换为低电平决定。
该第7实施形态的DC — DC变换器，与第1实施形态一样，具有第 1或第2最小断开期间Tl、 T2，所以能取得与第1实施形态相同的效 果。
笫8实施形态
图27所示的笫8实施形态的DC —DC变换器，使图1的DC —DC变 换器的变压器2为电抗器2a，并省去了与图l的二次线圈22相当的部 分，其他结构与图l相同。为了将作为电抗线圏的一次线圈21在开关 元件3的接通期间蓄存的能量在开关元件3的断开期间供给负载26， 将输出整流滤波电路6与开关元件3并联连接。在图27的DC — DC变 换器中，通过使输出整流二极管6在开关元件3的接通期间为反向偏 置状态，进行对电抗器2a的能量蓄存动作，通过使输出整流二极管6 在开关元件3的断开期间为正向偏置状态，进行将电抗器2a的蓄存能 量放出的动作。因此，电容器7，由整流滤波电路l的直流电压与一次线圈21的电压的相加值进行充电。总之，图27的DC —DC变换器，作 为升压型开关调整器而进行动作。图27的DC —DC变换器的控制电路 13与第1实施形态相同，所以能取得与第1实施形态相同的效果。
另外，可以将图27的控制电路13变形为第6和第7实施形态的 控制电路13a、 13b。
第9实施形态
图28的第9实施形态的DC —DC变换器，在开关电压检测电路11 与合成电路12之间设置开关110，其他结构与图l相同。开关IIO， 当负载26为如备用方式的极小负载时将开关电压检测电路11与合成 电路12之间断开。当使该开关110断开时，开关电压检测电路ll的 输出与开关元件3的控制脉冲V14的形成无关。即与DC — DC变换器起 动时一样使最小断开期间信号发生电路73的输出与控制脉冲V14的形 成无关，而是根据最大断开期间决定电路74的输出决定断开期间 Toff，从而能以较低的频率进行开关元件3的通•断动作并可以使每 单位时间的切换次数比由第2最小断开期间T2进行进行控制时更少。 在使开关110断开的备用方式中，不进行开关元件3接通时的基于谐 振的零电压切换，由于使切换次数大幅度地减少，所以能提高DC —DC 变换器的效率。本第9实施形态，除具有与笫1实施形态同样的效果 外，还具有能根据负载大小采取3种控制形态从而可以提高与负载大 小最为适应的效率的效果。此外，在第2~第8实施形态中，也可以设 置图28的开关110。
笫10实施形态
第10实施形态的DC —DC变换器，将图5所示的第1实施形态的 DC —DC变换器中的最小断开期间信号发生电路73变形为图29所示的 最小断开期间信号发生电路120，其他实际上与图5的电路的形成方式 相同。图29的最小断开期间信号发生电路120，具有用于分别独立地 设定第1和第2最小断开期间Tl、 T2的笫1和第2最小断开期间信号 发生器121、 122。笫l和第2最小断开期间信号发生器121、 l22，响 应由图6和图7的V14表示的用于接通开关元件3的脉冲的后沿，产 生指示第1和笫2最小断开期间Tl、 T2的信号。在笫1和第2最小断 开期间信号发生器121、 122与公用输出导体125之间，连接着第l和 第2选择开关123、 124。笫1和笫2选择开关123、 124，由包含非电路127的开关控制电路、126控制为使二者中的一个接通。开关控制电 路的输入导体128，连接于与图5的触发器102相当的部件。输入导体 128，与第1选择开关123的控制端子直接连接，并通过非电路127与 第2选择开关124的控制端子连接。因此，第l和第2选择开关123、 124，进行彼此相反的动作。当输入导体128如图6的V18所示为指示 T1〈T0的高电平时，使第1选择开关123接通，从而在输出导体l25 上得到实际上与图6的V13相同的第1最小断开期间信号，并将其传 送到图5的或非电路96等。此外，当输入导体128如图17的VI8所 示为T0〈T2时，使笫2逸择开关124接通，从而得到实际上与图7的 V13相同的第2最小断开期间信号。因此，按照第10实施形态，也可 以取得与第1实施形态相同的效杲。
另外，也可以将图29的最小断开期间信号发生电路120应用于第 2~第9实施形态的DC —DC变换器。
第ll实施形态
图30示出将图29的最小断开期间信号发生电路120变形后的最 小断开期间信号发生电路120'。图30的最小断开期间信号发生电路 120，，从图29的最小断开期间信号发生电路120中省去了第1选择 开关123，其他与图29的形成方式相同。在图30中，当需要第1最小 断开期间Tl的脉冲时使开关124断开，当需要笫2最小断开期间T2 的脉冲时使开关124接通。当需要笫2最小断开期间T2时，第l和笫 2最小断开期间信号发生器121、 122两者都与导体125连接，但因笫 l和第2最小断开期间信号发生器121、 122同步地产生第1最小断开 期间Tl的脉冲和第2最小断开期间T2的脉沖，所以由第2最小断开 期间T2的脉沖将第1最小断开期间Tl的脉冲掩蔽。因此，图30的最 小断开期间信号发生电路120'具有与图29的电路相同的功能。
另外，可以将图30的第2最小断开期间信号发生器122置换为产 生如图8所示的指示Tl与T2之差的Ta的脉冲的电路。在这种情况下， 当需要笫2最小断开期间T2时，可以得到指示第1最小断开期间Tl 与附加期间Ta的相加值的脉冲。
第12实施形态
第12实施形态的DC — DC变换器，将图16 ~图18所示的第6实施 形态的回扫电压发生期间检测电路101及判定电路102变形为图31所示的形式，其他结构与第6实施形态相同。在第6实施形态中，用于 获得指示回扫电压发生期间T0的信号的装置，构成为同时使用开关电 压检测电路llb及用于决定断开结束时刻的第1电路71b。与此不同， 在示出第12实施形态的图31中，将回扫电压发生期间检测电路130 直接与图16的变压器2的三次线圏23连接。该回扫电压发生期间检 测电路130，由波形整形电路131和回扫期间抽出电路132构成。波 形整形电路131，将三次线圈23的电压整形为方波，并由用于获得与 由图19和图20的V7表示的信号实际上相同的信号的比较器构成。与 波形整形电路131连接的回扫期间抽出电路132,将如图20所示的在 轻负载时的断开期间Toff中产生的基于阻尼振荡电压的脉冲除去后抽 出与回扫电压发生期间TO相当的脉冲。该回扫期间抽出电路132，还 通过导体55与图17的比较器46连接，从而抽出与图19和图20的V5， 同步产生的图19和图20中的V7的脉冲。因此，回扫期间抽出电路 132，输出与图6和图7的V17 —样的指示回扫电压发生期间TO的信 号。图31的相位比较器133，将从回扫期间抽出电路132得到的指示 T0的信号V17与从图5的断开期间脉冲形成电路95得到的由图6和图 7的V13表示的指示第1或第2最小断开期间Tl、 T2的信号进行相位 比较，并输出图6和图7中由V18表示的信号。即，相位比较器133， 将由V17示出的脉冲的后沿的相位与由V13示出的脉冲的后沿的相位 进行比较，并当如图6所示的指示TO的脉冲的后沿比指示Tl的脉冲 的后沿滞后时，输出图6的V18所示的高电平信号，而当如图7所示 的指示TO的脉冲的后沿比指示T2的脉冲的后沿超前时，输出闺7的 V18所示的低电平信号。因此，按照图31的DC — DC变换器，也可以 取得与笫6实施形态相同的效果。此外，也可以将图31所示的第12 实施形态的电路应用于第1~第5实施形态及笫7~11实施形态。 变形例
本发明并不限定于上述的实施形态，例如也可以有以下的变形。
(1) 在第2~第7及第9~笫12实施形态中，也可以将变压器2 形成为图27的电抗器2a。此外，还可以在一次线圈21上i殳置抽头， 并将二极管6连接于该抽头。
(2) 在所有实施形态中，都可以用双极晶体管、IGBT(绝缘栅型 场效应晶体管）等半导体开关代替开关元件3。(3) 可以使合成电路12、 12a为使用运算放大器的加法^。
(4) 可以不用发光二极管9和光敏晶体管IO使输出电压检测电 路8与合成电路12、 12a耦合，而通过电路进行耦合。
(5 )可以将谐振用电容器5仅与开关元件3并联并联连接。可以 使该电容器5为开关元件3的寄生电容。
(6) 可以将FET等开关与二极管6并联连接，并使其与二极管6
的导通同步地导通。
(7) 可以不用电阻4检测电流，而用霍尔效应元件等检测电流。
(8) 在变压器2上设置四次线圈，并将第2负载通过与图1的二 极管6和电容器7相同的元件与该四次线圏连接。 产业上的可应用性
从上述可知，本发明的DC —DC变换器，可以用作电气装置的电源 电路。