此传输方法涉及利用实系数子波滤波器组的数字调制和解调处理，它是 一种多载波调制方法，其中，由实系数子波滤波器组来合成多个数字调制波， 以便产生传输信号。在此方法中，用PAM(脉冲调幅)作为调制每个载波的方 法。
下面，将参照图23到26来说明根据DWMC传输方法的数据传输方法。
如图23所示，每个副载波有一个脉冲响应，按照相互重叠的关系来传输 多个副载波中的每一个副载波的脉冲响应。如图24所示，由时间波形来构成 每个传输码元(symbol)，而时间波形是多个副载波的脉冲响应的组合。
图25的频谱图说明了根据DWMC传输方法来传输的频谱的一个例子。 根据DWMC传输法，一个传输帧(图26所示)是由几十到几百个传输码元构 成的。这个传输帧包括信息数据和前导数据(preamble data)，而前导数据又 包括带有斜坡处理(ramp treatment)的斜坡码元(ramp symbol)。斜坡处理 能够防止信息数据和前导数据在放大器中失真。
在多载波通信中，往往在同一个电路中同时进行载波检测和码元同步。 然而，在使用子波变换的DWMC传输方法中，可能还尚未建立进行载波检 测和码元同步的方式。因此，改进接收装置中的载波检测和/或码元同步的 准确度就可能是有问题的。此外，在接收装置中进行载波检测和/或码元同 步时如何制止传输效率的下降也可能是有问题的。

鉴于上述的问题提出了本发明。本发明的目的在于提供一种接收设备和 接收方法，它们能够在DWMC传输方法中的频域内进行载波检测和/或码 元同步。
根据本发明，该接收设备包括：利用子波变换的数据变换装置、延迟元 件、用于产生副载波对的副载波对产生器、用于计算副载波对之间相位差的 相位差计算器，以及判定单元，用于根据由相位差计算器计算出的相位差来 判断接收到的数据。
本发明提供了一种接收设备和方法，它们能够在DWMC传输方法中的 频域范围内进行载波检测。
附图说明
图1是构成本发明的第一实施例的接收装置的一部分的波检测部分和载 波检测部分的方块图。
图2是一个曲线图，该图示出了在副载波频率和正弦波频率之间的关系。
图3是表示在不存在预期的(通信)信号的情况下，在笛卡儿坐标上的 接收到的信号的分布的示图。
图4是表示在存在预期的(通信)信号的情况下，在笛卡儿坐标上的接 收到的信号的分布的示图。
图5是根据本发明的第二实施例的接收装置中的相位差分布计算器的方 块图。
图6是表示放到相位差分布计算器中的复合信号的分布的示图。
图7示出了根据图6的情况，放到具有Π/4相移的相位差分布计算器 中的复合信号的分布。
图8是根据本发明的第三实施例的接收装置中的相位差分布计算器的配 置的方块图。
图9示出了由判定单元判定的同相信号的符号分布。
图10示出了由判定单元判定的正交信号的符号分布。
图11是构成本发明第四实施例的接收设备一部分的波检测部分、载波检 测器和符号同步电路的方块图。
图12是构成本发明第五实施例的接收设备一部分的波检测部分、载波检 测器和符号同步电路的方块图。
图13是构成本发明第六实施例的接收设备一部分的载波检测器和带有 子波变换器的波检测部分的方块图。
图14示出了图13中的具有多相配置的原型滤波器的方块图。
图15是根据本发明第七实施例的接收设备的方块图。
图16是构成本发明第八实施例的接收装置的一部分的波检测部分、载波 检测部分和码元同步电路的方块图。
图17是一个示意图，该图示出在电力线通信中信号振幅谱的一个例子。
图18是一个示意图，该图示出由接收设备接收的信号振幅谱的一个例 子。
图19是构成本发明第九实施例的接收装置的一部分的波检测部分、选择 器、载波检测器和码元同步电路的方块图。
图20是表示传输帧的示意图。
图21是根据本发明第九实施例的使用快速傅利叶转换的接收设备的方 块图。
图22是构成本发明第十实施例的接收设备一部分的波检测部分和载波 检测器的方块图。
图23是一个波形图，该图示出了子波波形的一个例子。
图24是一个波形图，该图示出了根据DWMC传输方法传输的一个波形 的例子。
图25是一个频谱图，该图示出了根据DWMC传输方法传输的一个频谱 的例子。
图26是一个示意性的帧图，该图示出了根据DWMC传输方法传输的一 个帧的结构的例子。
图27示出了具有两个子波变换器的波检测部分。

以下，参照附图1到27来详细说明本发明的推荐的实施例。
(第一实施例)
在图1中，接收设备1000包括载波检测器15和波检测部分17。
波检测部分17包括：子波变换器1、复数数据产生器3和并行/串行(以 下称P/S)转换器5。子波变换器1是由彼此正交的M个实子波滤波器组成的(在 此，M为正整数)。子波变换器1接收数据，并对接收到的数据执行子波变换， 然后输出M个副载波(图1中是0到M-1)。复数数据产生器3根据复合信息 的同相成分(I频道)和复合信息的正交成分(Q频道)产生复数数据，其中，I频 道是来自子波变换器1的第(2n-1)个副载波，Q频道是来自子波变换器1的 第2n个副载波，其中，(1≤n≤M/2-1)。复数数据分别表示一些复合副载波。 此外，复数数据产生器3将复数数据输出到P/S转换器5中。P/S转换器5将 从复数数据产生器3接收到的并行复数数据转换为串行复数数据。
载波检测器15包括：延迟元件7、复数除法器9、相位差分布计算器11 和判定单元13。
延迟元件7接收串行复数数据并将其延迟预期的时段，然后输出该延迟 了的复数数据。复数除法器9接收串行复数数据和延迟了的复数数据，并将 两个接收到的数据相除，再输出相除过的复数数据。相位差分布计算器11将 相除过的复数数据分配到笛卡尔坐标的四个象限中，并计算存在于笛卡尔坐 标的每个象限中的数据的数目。然后，相位差分布计算器11在四个象限之一 中选择数据的最大数，并输出此数据的最大数。判定单元13比较由相位差分 布计算器11接收到的数据和保留在判定单元13中的阈值，并输出判定结果。
现在将参照图2和3来说明具有这样的配置的接收设备1000的操作。假 设从接收设备1000外面发送的数据是已知的并且等于“1”。此外，在本实施 例中，假设将由正弦波产生的合成波输入到接收设备中，其中，该正弦波具 有图2中粗实线所示的频率(f1、f2和f3)，并且其相位分别为Φ1、Φ2和Φ3。 此时，在-Π到Π的范围中，每个正弦波都在一个任意的相位“Φn”(n＝1，2 或3)之中。
首先，在波检测部分17中，用子波变换器1对接收到的数据执行子波变 换。然后，子波变换器1输出M个副载波(副载波的编号为0到M-1)。然后， 除了副载波#0和副载波#(M-1)外，将所有的副载波输入到复数数据产生器3 中。此时，来自子波变换器1的第(2n-1)个和第2n个的副载波(1≤n≤M/2 -1)分别为图2中频率为fn的正弦波的cos(Φn)和sin(Φn)。复数数据产生器 3产生复合副载波数据，该数据包括由cos(Φn)构成的实部分和由sin(Φn)构 成的虚数据部分，并将此复合副载波数据输出到P/S转换器5中。然后，P/S 转换器5以并行方式接收来自子波变换器1的副载波#0和副载波#(M-1)以 及来自复数数据产生器3的复合副载波数据。然后，P/S转换器5从图1的顶 部开始，将并行数据转换为串行数据。然后，P/S转换器5从波检测部分17 输出此串行复数数据。
如上所述，波检测部分17通过子波变换器1、复数数据产生器3和P/S 转换器5将接收到的数据转换为串行复数数据，然后，波检测部分17将串行 复数数据输出到载波检测器15中。
然后，将来自波检测部分17的串行复数数据输入到载波检测器15中的 延迟元件7和复数除法器9中。延迟元件7使串行复数数据延迟一个取样周 期，并将延迟了的复数数据输出到复数除法器9中。复数除法器9接收串行 复数数据和延迟复数数据。然后，复数除法器9将串行复数数据和延迟了的 复数数据相除，并向相位差分布计算器11中输出相除过的复数数据。在本实 施例中，相除过的复数数据连续地表示了在复合副载波之间的相位差。相位 差分布计算器11计算相位差并将每个相除过的复数数据调配到笛卡儿坐标 的四个象限中，并计算笛卡儿坐标上每个象限中的数据的数量。图3示出了 在不存在预期的(通信)信号的情况下，笛卡儿坐标上接收到的信号的分布。。 图4示出了在存在预期的(通信)信号的情况下，笛卡儿坐标上接收到的信号的 分布。如果存在有加性高斯白噪声(以下称其为AWGN)，那么，在由接收设 备1000接收到的数据中不存在预期的数据的情况下，就只有背景噪声。结果， 如图3所示，副载波间的相位差则无序地分布在笛卡儿坐标上。与此相反， 在由接收设备1000接收到的数据中存在预期的数据的情况下，副载波间的相 位差则分布在一个特定的区域中，例如，如图4所示，分布在笛卡儿坐标上 的一个象限中(龙其是在低噪声的情况下)。随后，相位差分布计算器11就在 四个象限之一中选择数据的最大数，并将此数据的最大数输出到判定单元13 中。判定单元13比较从相位差分布计算器11中接收到的最大数和保留在判 定单元中的阈值。如果此最大数大于阈值，判定单元13就确定接收到的数据 包括预期的数据。相反，如果此最大数小于阈值，判定单元13就确定接收到 的数据不包括预期的数据。判定单元13将判定的结果输出给接收设备1000 的控制器(未示出)。控制器根据判定的结果将接收到的数据发送给调制器和/ 或解调器(二者均未示出)。
上述的配置使得可能通过较少量的计算来获得复合信息(复数数据)。此 外，可能在频域内进行载波检测，该载波检测利用载波间的相位差分布来确 定是否存在预期的数据。
尽管在本实施例中使用了(M/2-1)个复数数据产生器3，但是，使用单 个的复数数据产生器，并通过对来自子波变换器1的输出进行并行/串行转 换和计时控制，也能将第(2n-1)个和第2n个的串行数据输入到复数数据产生 器3中。此外，在本实施例中的载波检测器也能用于具有能处理复数数据的 快速傅利叶转换的多载波接收设备。
尽管本实施例只用了一个子波变换器1，但是如所示出的那样，也可用 多个子波变换器来执行本实施例。如图27所示，波检测部分17具有两个子 波变换器1-1和1-2。子波变换器1-1和1-2具有与第一实施例中所述的子波 变换器1相同的配置。子波变换器1-1和1-2接收数据并分别输出M个副载 波(图27中的0到M-1)。复数数据产生器3从子波变换器1-1和12中接收 副载波，并产生复数数据。第M个复数数据产生器从子波变换器1-1和1-2 中接收第M个副载波。随着在此配置中的作为载波检测和/或码元同步的总 体参数的串行复数数据的数目加倍，上述的配置使得可能改进载波检测和/ 或码元同步的准确性。
(第二实施例)
除了相位差分布计算器而外，本实施例的接收设备具有和第一实施例的 接收设备相同的配置。因此，将在本实施例中详细说明相位差分布计算器。
如图5所示，相位差分布计算器39(如同图1中的相位差分布计算器11 那样来对其加以说明)包括移相器31、符号判定单元33、计数器35和最大值 检测器37。
移相器31将从复数除法器9接收的、被除过的复数数据的一部分移相Π /4。符号判定单元33根据每一个被除过的复数数据的符号来确定被除过的 复数数据所在的特定象限。在此实施例中有两个符号判定单元330和331。 计数器35计算在每个象限中的复数数据的数目。在此实施例中，有八个计数 器350到357。最大值检测器37从由计数器35算出的数目中检出最大值。
下面将参照图6和7来说明具有这样配置的相位差分布计算器39的操 作。假设从接收设备1000外部发送的数据是已知的并具有相同的信息，例如， 都是“1”。图6示出了放到相位差分布计算器中的复数数据的分布。图7也 示出了放到相位差分布计算器中的复数数据的分布，但是，与图6中的情况 相比，有Π/4相位移。
在图9和图10所示的实施例中，相位差分布计算器53接收来自复数除 法器9的三个复数数据。符号判定单元330直接接收来自复数除法器9的每 个复数数据。
符号判定单元330接收来自复数除法器9的三个复数数据，并判定复数 数据(A+Bi)的“A”和“B”的符号。如果A和B都是正的，符号判定单元330 就判定复数数据点在第一象限中并向计数器350输出符号数据。如果A是负 的而B是正的，符号判定单元330就判定复数数据点在第二象限中并向计数 器351输出符号数据。如果A和B都是负的，符号判定单元330就判定复数 数据点在第三象限中并向计数器352输出符号数据。如果A是正的而B是负 的，符号判定单元330就判定复数数据点在第四象限中并向计数器353输出 符号数据。计数器350到353计算由符号判定单元330发送的符号数据的每 一个数目。这就是说，计数器350到353计算在每个象限中的复数数据点的 数目并将结果输出到最大值检测器37中。在图6所示的实施例中，在第一象 限中有一个复数数据点，在第四象限中有两个复数数据点，因此，符号判定 单元330向计数器350输出一个符号数据并向计数器353输出两个符号数据。 然后，计数器350到353计算由符号判定单元330发送的符号数据的每一个 数目，并分别向最大值检测器37输出数据“1”、“0”、“0”和“2”。
符号判定单元331通过移相器31接收来自复数除法器9的三个移过相的 复数数据，并确定移过相的复数数据(A+Bi)中的“A”和“B”的符号。在此实 施例中，将移过相的复数数据的相位向复数数据的相位移动Π/4。这就是说， 如图7所示，将坐标在复平面上旋转Π/4。如果A和B都是正的，符号判 定单元331就判定移过相的复数数据点在第一象限中并向计数器354输出符 号数据。如果A是负的而B是正的，符号判定单元331就判定移过相的复数 数据点在第二象限中并向计数器355输出符号数据。如果A和B都是负的， 符号判定单元331就判定移过相的复数数据点在第三象限中并向计数器356 输出符号数据。如果A是正的而B是负的，符号判定单元331就判定移过相 的复数数据点在第四象限中并向计数器357输出符号数据。计数器354到357 计算由符号判定单元331发送的符号数据的每一个数目。这就是说，计数器 354到357计算在每个象限中的移过相的复数数据点的数目并将结果输出到 最大值检测器37中。在图7所示的实施例中，三个复数数据点在第四象限中， 因此，符号判定单元331将三个符号数据输出到计数器357中。然后，计数 器354到357计算由符号判定单元331发送的符号数据的每一个数目，并分 别向最大值检测器37输出数据“0”、“0”、“0”和“3”。
然后，最大值检测器37检测从由计数器350到357发送的各个复数数据 点的数目中的最大数，并向判定单元13输出此最大值。
这样，在复数数据点集中于I轴和/或Q轴附近的情况下，相位差分布 计算器39就能准确地检测最大值。此外，如图5所示，虽然相应于每个符号 判定单元33有4个计数器35，但是，相应于每个符号判定单元33使用3个 计数器35的配置也是可能的。
在复数数据集中在一个特定象限中的情况下，上述的配置使得可能检测 预期的(通信)信号。
(第三实施例)
除相位差分布计算器而外，本发明的接收设备也有与第一实施例的接收 设备相同的配置。因此，在本实施例中将详细说明相位差分布计算器。
在图8中，相位差分布计算器53包括符号判定单元51、计数器36和最 大值检测器37。在此实施例中，在相位差分布计算器53中，分别有两个符 号判定单元510和511、四个计数器360到363和最大值检测器37。符号判 定单元510接收复数数据中的同相信号，符号判定单元511接收复数数据中 的正交信号。计数器360到363的每一个计数器都计算从符号判定单元510 和511输出的各个符号数据的数目。最大值检测器37比较计数器360、361、 362和363中的每一个计数器的输出，并检测这些输出中的最大值。
现在将参照图8、9和10来说明具有这样配置的相位差分布计算器53 的操作。假设从接收设备1000的外部发送的数据是已知的并具有相同的信 息，例如，都是“1”。图9示出了由判定单元确定的同相信号的符号分布(在 该实施例中，正侧有3个数据)。图10示出了由判定单元确定的正交信号的 符号分布(在该实施例中，负侧有两个数据，正侧有一个数据)。在图9和图 10所示的实施例中，相位差分布计算器53从复数除法器9中接收三个复数 数据。每个复数数据都包括同相数据和正交数据。将同相数据输入到符号判 定单元510中，并将正交数据输入到符号判定单元511中。符号判定单元510 确定同相数据中的每一个符号(正或负)。符号判定单元510根据符号的正负分 别向计数器360或计数器361输出符号数据。符号判定单元511也根据符号 的正负分别向计数器362或计数器363输出符号数据。计数器360到363中 的每一个计数器都计算符号数据的数量，并将每个数量数据输出到最大值检 测器37中。然后，最大值检测器37从计数器360到363的每一个之中接收 此数量数据，比较所有的数量数据，检测数量数据的最大值，然后将此最大 值输出到判定单元13中。
当复数数据的分布集中在跨I或Q轴时，上述的配置使得可能准确地检 测最大值。因此，能比较容易地确定在接收设备中预期的(通信)数据的存在。 此外，在本实施例中，位于复平面上的、用于检测复数数据数量的区域是第 二实施例中的这个区域的两倍。此外，相应于一个符号判定单元虽然有两个 计数器，但是，相应于一个符号判定单元只用一个计数器也能实行本发明。 因此，该配置允许简化相位差分布计算器的结构。
(第四实施例)
在图11中，接收设备1000包括波检测部分17、码元同步电路77和载 波检测器81。本实施例的波检测部分具有与第一实施例的波检测部分相同的 配置。此外，除相位差分布计算器79之外，本实施例的波检测部分17和载 波检测器81具有与第一实施例的波检测部分相同的配置。因此，将不再详细 说明本实施例中的波检测部分17和载波检测器81。
在载波检测器81中，在实施例1到3中分别说明的相位差分布计算器 11、39和53的任何配置都能用作相位差分布计算器79之中。
码元同步电路77包括延迟元件7、复数除法器9、复数加法器71、同步 移相计算器73和同步计时估算电路75。如图11所示，在本实施例中，由载 波检测器81和码元同步电路77来共用延迟元件7和复数除法器9。复数加 法器71累计来自复数除法器9的复数数据。
现在将参照图11来说明具有这样配置的接收设备1000的操作。假设从 接收设备1000的外部发送的数据是已知的并具有相同的信息，例如，都是“1”。
波检测部分17和载波检测器81的操作与在第一实施例中说明的操作相 同。码元同步电路77接收由波检测部分17输出的串行复数数据。此时，如 果码元在准确的计时上同步，那么，来自波检测部分17的全部输出的值是相 等的。如果码元在准确的计时上不同步，就输出某一个值，这个值反映了由 “2nfc.τ”代表的相位旋转，它取决于移相的度数“τ”和频率“fc”。
然后，延迟元件7和复数除法器9对相邻的副载波进行复数除法运算， 以计算在复坐标上的相位差。由于在相邻的副载波对之间的频率间隔“fi”都 是相等的，因此，所有的相位差(复值)具有相同的值“2nfc.τ”(实际上，在 传输路径的影响下，它们的值与“2nfc.τ”有所偏离)。用复数加法器71累 计副载波之间的相位差，以便得到相位差的平均值(θm)，同步移相计算器73 根据频率间隔“fi”和平均副载波相位差(θm)得到同步移相“τ”。将此结果 提供给同步计时估算电路75，以便向波检测部分17提供同步计时反馈。
上述的配置使得可能简化载波检测器81的电路和码元同步电路77的结 构，并缩短从载波检测到码元同步的过渡期。例如，在用具有四个码元长度 的子波来进行DWMC通信的情况下，能将载波检测和码元同步之间的时间 缩短相当于三个码元长度的时间。
此外，在本实施例中的载波检测器81和码元同步电路77可以和多载波 接收装置一起使用，其中，该多载波接收装置使用能处理复数数据的快速傅 里叶变换。
(第五实施例)
在图12中，接收装置1000包括波检测部分17、码元同步电路97和载 波检测器99。本实施例的波检测部分具有与第一实施例的波检测部分相同的 配置。此外，除变址缓冲器91和选择器93而外，本实施例的载波检测器99 具有与第三实施例的载波检测器相同的配置。此外，除选择器95而外，本实 施例的码元同步电路97具有与第四实施例的码元同步电路相同的配置。因 此，在本实施例中，将不再详细说明与这些实施例相同的配置。
载波检测器99包括延迟元件7、复数除法器9、符号判定单元51、计数 器36、变址缓冲器91、最大值检测器37、判定单元13和选择器93。。
在此实施例中，有四个变址缓冲器910到913。变址缓冲器910到913 分别存储由计数器360到363中的每一个计数器计算出的相除过的复数数据 的每个变址号“n”(1≤n≤(M/2-1)，副载波号从0变化到M-1)。选择器93 选择四个计数器360到363中的具有最大值的计数器的变址。
码元同步电路97包括延迟元件7、复数除法器9、选择器95、复数加法 器71、同步移位计算器73和同步计时估算电路75。如图12所示，在此实施 例中，由载波检测器99和码元同步电路97来共用延迟元件7和复数除法器 9。选择器95只选择与载波检测器99选择的变址相应的数据。
现在将参照图12来说明具有这样配置的接收设备1000的操作。假设从 接收设备1000外部发送的数据是已知的并具有相同的信息，例如，都是“1”。
波检测部分17的操作与在第一实施例中所述的操作相同。此外，码元同 步电路97和载波检测器99的操作与在第三和第四实施例中所述的操作相同。 在第三和第四实施例中，符号判定单元33或51只向计数器35和36输出符 号数据。在本实施例的载波检测器99中，将从符号判定单元51输出的符号 数据发送给计数器36和变址缓冲器91。因此，在变址缓冲器910到913中 的每一个变址缓冲器都分别存储由计数器360到363计算出的相除过的复数 数据的变址号。然后，选择器93从变址缓冲器910到913中选择一个变址缓 冲器，该变址缓冲器与四个计数器360到363中具有最大值的那个计数器相 对应。此时，将具有最大值的计数器的信息从最大值检测器37馈送到选择器 93。然后，选择器93将所选择的变址缓冲器的变址数据输出到码元同步电路 97内的选择器95中。在码元同步电路97中，选择器95根据来自选择器93 的变址数据，从由复数除法器9输出的相除过的所有复数数据中选择预期的 复数数据，并且该选择器95将此预期的复数数据输出到复数加法器中。
此外，载波检测器99包括基于第三实施例的相位差分布计算器，但是它 也能用在第二实施例中所描述的配置作为相位差分布计算器。
与第四实施例相比，上述的配置使得可能改进估算码元同步电路97的同 步计时的准确性。这样的改进是可能的，这是因为这个配置使得可能使用相 除过的复数数据(复合副载波之间的相位差)来假定同步计时，其中，该相除 过的复数数据存在于复坐标系统上的相位差分布集中的特定区域中。
此外，可将本实施例中的载波检测器93和码元同步电路97与使用能处 理复数数据的快速傅里叶变换的多载波接收设备一起使用。
(第六实施例)
图13是根据本发明的第六实施例的接收设备的方块图。本实施例的波检 测部分具有与图11和12的波检测部分相同的配置。在此实施例中，将要详 细说明子波变换器1的配置。此外，还要说明一个具有与上述的实施例1到 5不同的配置的载波检测器307。
在图13中，接收设备1000包括子波变换器1、波检测部分17和载波检 测器307。子波变换器1包括延迟元件111、向下取样器(down samplers)113、 原型滤波器115和快速离散的余弦变换器(类型4)117(以下称其为DCT117)。 第M-1个延迟元件111将接收到的数据延迟一个取样周期。向下取样器将 接收到的数据的抽样速度降低M倍。
载波检测器307包括延迟元件301、乘法器303和移动平均值电路305。 延迟元件301将接收到的数据延迟一个码元期，并输出该延迟数据。乘法器 303将接收到的数据和延迟数据相乘，并输出相乘的数据。移动平均值电路 305获取移动平均值以便将接收到的数据和延迟数据关联起来。当移动平均 值的结果指示峰值检测时，移动平均值电路305向DCT117输出峰值检测信 号。
下面将参照图14来详细说明原型滤波器115的配置。原型滤波器115可 以是有着多相配置并具有用于接收向下取样数据的实系数的滤波器。原型滤 波器115包括加法器131、两输入(two-input)加法器133和延迟元件135。加 法器131存储原型滤波器115的滤波系数。延迟元件135使得由两个输入加 法器输出的数据延迟一个取样周期。
下面将参照图13和14来说明具有这样配置的接收设备1000的操作。假 设从接收设备1000外部发送的数据是已知的并具有相同的信息，例如，都是 “1”。
将由载波检测器307接收到的数据输入到延迟元件301和乘法器303中。 延迟元件301将接收到的数据延迟一个码元期以产生延迟数据，再将此延迟 数据输入到乘法器303中。乘法器303接收来自外部的数据和来自延迟元件 301的延迟数据。加法器303将接收到的数据和延迟数据相乘以产生相乘数 据，并将此相乘过的数据输出到移动平均值电路305中。载波检测器307按 此方式检测载波。移动平均值电路305接收相乘过的数据，并通过利用接收 到的数据和延迟数据之间的基于时间的相关性来获得移动平均值。
除了DCT117而外，图13所示的所有元件都稳定地工作。在载波检测器 307进行载波检测时，DCT117开始运行。
在载波检测器中，在使用数据的基于时间的相关性时，上述的配置使得 可能缩短从载波检测到解调的过渡期。(例如，在利用带有四个码元长度的子 波过渡来进行DWMC通信时，就能够将从载波检测处理到数据接收处理的 时间段缩短相当于三个码元的时间段。)此外，由于直到载波检测器307检 测预期的数据载波之时DCT117才开始运行，因此，能够改进接收设备1000 的功率消耗。
(第七实施例)
在图15中，接收设备1000包括：自动增益控制电路151(以下称之为 AGC151)、模/数转换器153(以下称之为A/D转换器153)、155、码元同步 电路157和电平判定单元159。在实施例1到6中所描述的载波检测器和码 元同步电路的任何配置可以分别用作载波检测器155和码元同步电路157。 电平判定单元159比较来自AGC151的数据的增益电平和存储在判定单元 159中的阈值。如果增益电平低于阈值，电平判定单元159就向载波检测器 155和码元同步电路157输出“接通(on)”信息。如果增益电平不低于阈值， 电平判定单元159就向载波检测器155和码元同步电路157输出“关断(off)” 信息。
下面将参照图15来说明具有这样配置的接收设备1000的操作。
如果在接收到的数据中不存在预期的数据，就将AGC151的增益设置为 最大增益。如果在接收到的数据中存在预期的数据，就根据接收到的数据的 电平来设置AGC151的增益。如果存在预期的数据，就将AGC151的增益设 置为小于最大值。
电平判定单元159比较阈值和AGC151的增益电平。如果增益电平高于 阈值，电平判定单元就向载波检测器155输出“关断”信息，并且码元同步 电路157不工作。如果增益电平低于阈值，电平判定单元159就向载波检测 器155和码元同步电路157输出“接通”信息。
在向载波检测器155和码元同步电路157输入“接通”信息时，载波检测 器155和码元同步电路157就开始运作，以分别检测载波并使码元同步。在 向载波检测器155和码元同步电路157输入“关断”信息时，载波检测器155 和码元同步电路157就停止分别进行检测载波和使码元同步的运作。
由于仅在接收到的数据中存在预期数据时，即在将“接通”信息从电平判 定单元159输入到载波检测器155和码元同步电路157中时，载波检测器155 和码元同步电路157才运作，因此，上述的配置使得可能改进接收设备1000 的功率消耗。
此外，尽管在本实施例中的电平判定单元159向载波检测器155和码元 同步电路157输出“接通”和“关断”信息，但是，也使用电平判定单元159 如下：如果增益电平高于阈值，电平判定单元就不输出让载波检测器155和 码元同步电路157操作的操作信号。如果增益电平低于阈值，电平判定单元 159就输出操作信号。当操作信号输入到载波检测器155和码元同步电路157 中时，载波检测器155和码元同步电路159就开始操作，以分别检测载波并 使码元同步。
(第八实施例)
在图16中，接收设备1000包括波检测部分17、载波检测器801、和码 元同步电路77。波检测部分17和码元同步电路77具有与第四实施例的接收 设备相同的配置。因此，下面将只详细说明载波检测器801。
现在参照图16和17来说明具有这样配置的接收设备1000的操作。通常， 如果电力线中有支线并且/或者插头的引出线(plug outlet)不与任何其它的 设备相连，由于阻抗的不匹配，在电力线中将出现阻抗和反射。因此，在电 力线通信(以下称之为PLC)中，传输线通常处于不良状态之下。
如果数据首先有一个如图17所示的波形，接收设备1000就接收具有如 图18所示的波形的数据。根据具有如图17所示的振幅谱的数据来设置载波 检测的阈值。具体地说，将在用于通信的副载波之中发现的相位差的数量定 为总数，并将阈值设置为总数的70％(定义为“A”)。在如图18所示的波形顶 部变平的情况下，不能根据阈值来进行载波检测，即使在顶部没有变平的那 一部分振幅谱的CNR(噪声功率和载波功率之比)处于良好的状态下之时也 是如此。
因此，为了解决这个问题，在本实施例中使用了载波检测器801。载波 检测器801计算每个相邻的副载波之间的相位差，并计算其值低于特定阈值 的相位差的数量(复数数据)。在此，将这个数量定义为“B”。
在此实施例中，根据传输线的状态利用“A”和“B”来设置阈值。例如， 在第三实施例中，将阈值设置为(A-0.5*B)*o.7(称为“公式1”)。由于该阈值 是根据传输线的状态设置的，因此能改进载波检测的准确度。
如果在载波检测器801中用上述的方法来检测载波，载波检测器801向 码元同步电路77发送检测信息。码元同步电路77根据检测信息操作，实行 码元同步，并产生同步信息。该同步信息被反馈给波检测部分17。
此外，在此实施例中，尽管用第三实施例的方法来作为计算阈值的一个 例子，但是，在其它的实施例中或者在根据每个传输线的状态来改变“A”和 “B”的情况之下，也能够用别的方法来计算阈值。这个配置使得可能改进几 乎所有的其它情况下的载波检测的准确度。此外，该配置也能用于使用电缆 的其它通信方法中，例如，电话线或预先存在的同轴电缆线中。在使用此配 置的情况下，在这些通信方法中几乎能达到相同的效果。
(第九实施例)
在图19中，接收设备1000包括波检测部分17、选择器500、载波检测 器801和码元同步电路77。波检测部分17和码元同步电路77具有与第八实 施例的接收设备相同的配置。因此，在此将详细说明选择器500和本实施例 的全部操作。
如上所述，如果电力线中有支线并且/或者插头的引出线不与任何其它 的设备相连，由于阻抗不匹配，在电力线中将出现阻抗和反射。因此，在PLC 中的传输线通常都处于不良状态之下。
具体而言，来自如像业余无线电爱好者的无线电波和短波广播之类的其 它预先存在的系统的干扰会成为PLC中的一个问题，并造成传输线路的不良 状态。将复数数据用在第四实施例中所示的载波检测器801和码元同步电路 77之中。通过使用复数数据，如果在PLC中存在有来自另一个系统的干扰并 且干扰电平较高，在载波检测器801和码元同步电路77中的计算结果就会有 大的误差容限。这个大的误差容限可能会对PLC产生不良影响。为了缩减这 个大的误差容限，在本实施例中的接收设备1000包含选择器500。选择器500 通过除去与复数数据的平均电平有很大差异的副载波从由波检测部分17输 出的复数数据中选择预期的数据。与复数数据的平均电平有很大差异的副载 波更可能是具有高电平的干扰波。导出复数数据的平均电平以便对所有的副 载波的电平求平均值。在本实施例中，如果与平均电平的差值大于12db，就 在选择器500中除去该副载波。副载波不被发送到载波检测器801和码元同 步电路77之中。这个配置使得可能改进载波检测器801和码元同步电路77 的准确度。
此外，能够根据一些情况，例如，传输线路的情况或载波检测器801和 码元同步电路77的准确度，来改变12db的阈值(12db)。
此外，如果在于其中进行数据交换的数据块中(在帧中)进行上述的操 作，选择器500就能检测是否存在其电平比平均电平高12db的窄带干扰。然 而，难于检测是否存在具有与平均电平相同电平的窄带干扰。存在具有与平 均电平相同电平的窄带干扰将会对PLC造成不良影响。为了减少这种不良影 响，最好在非数据块中(在帧之间，或在帧之间的空隙中)进行操作。如图20 所示，帧“A”、“B”和“C”中的每一个帧都包括前导部分和数据部分。在 相邻的帧之间有空隙，以防止相邻帧的重叠。在检测载波时能够回溯检测此 空隙。该配置使得可能改进经常存在的窄带干扰的检测准确度。结果，在用 由波检测部分输出的复数数据来进行载波检测和使码元同步时，能改进接收 设备1000的处理能力。
此外，该配置也能用于使用电缆的其它的通信方法中，例如，电话线或 预先存在的同轴线中。在使用此配置时，这些通信方法几乎能达到相同的效 果。
此外，不可以认为，本实施例中的载波检测器限于用在使用复合子波变 换的多载波接收设备中，而是可以与使用能处理复数数据的快速傅里叶变换 (以下称为FFT)的多载波接收设备一起使用。下面将要详细说明带有FFT的 接收设备。
在图21中，接收设备1000包括波检测部分17、波检测部分600、选择 器500、载波检测器801和码元同步电路77。波检测部分17、选择器500、 载波检测器801和码元同步电路77具有与上述的接收设备相同的配置。就前 导部分而言，接收设备1000的操作与上述的接收设备的操作接近。因此，在 本实施例中将详细说明波检测部分600。波检测部分600使用FFT而不是使 用输出复数数据的子波变换器来检测波。
发送设备(图21中未示出)用反向子波变换器来产生前导数据。前导数据 是包含多个正弦波的相关波。因此，使用FFT的波检测部分600就能够检测 窄带干扰。同样地，波检测部分17也能够检测窄带干扰。
下面将参照图21来详细说明具有这样配置的接收设备的操作。
如果帧之间的空隙大于一个码元长度的四倍，在子波滤波长度大于码元 长度的四倍的情况下，在帧之间的空隙中，就能更准确地执行窄带干扰的检 测。然而，如果该空隙小于码元长度的四倍，由于窄带干扰的检测是在滤波 中包含一部分帧的情况下进行的，因此，在接收设备1000中，窄带干扰检测 的准确度会下降。
然而，如果使用采用FFT的波检测部分600，由于滤波长度与在FFT中 的码元长度几乎相同，因此，该空隙至少需要大于一个码元长度。相应地， 当在帧之间的空隙中检测窄带干扰时，在滤波长度大于码元长度的DWMC 传输方法中，使用FFT的空隙就能够小于使用子波的空隙。这个配置使得可 能改进接收设备的数据传输效率。
此外，该配置能够使用其中的滤波长度大于码元长度的一些系统，例如， OFDM/OQAM或滤波过的OFDM。
进而，能够在波检测部分17中使用FFT(尤其是对快速分立的余弦变换 器(类型4)117的处理而言)。因此，在波检测部分17和波检测部分600都包 含公共的FFT的情况下，该配置就使得可能简化图21所示的接收设备的电 路结构。
(第十实施例)
在图22中，波检测部分17和600以及载波检测器801都具有与第九实 施例的接收设备相同的配置。
下面将参照图22来详细说明本实施例的接收设备的操作。在图19中， 波检测部分600检测采用FFT的副载波。帧的结构与图20所示的结构相同。
在使用普通的子波变换器的波检测部分17进行载波检测的情况下，用由 与滤波长度的时间相应的波形使用的子波变换数据来进行载波检测。在此情 况下，从波检测部分输出的子波变换数据包括用于进行斜坡处理的子波变换 斜坡数据。通常，在接收设备中进行使用斜坡数据的AGC处理(尤其是，步 进式的增益控制)。因此，由于子波变换斜坡数据含于子波变换数据之中，载 波检测的准确性会下降。为了防止子波变换数据的退化，前导数据的长度需 要足够地长。然而，在此情况下，频率的可用性会有所下降。
在本实施例中，载波检测使用了由采用FFT的波检测部分600输出的傅 里叶变换数据。通过使用FFT方式的波检测，使得可能对每个码元进行傅里 叶变换。在帧的头部进行的AGC操作变得稳定之后，能够进行载波检测。
相应地，由于从波检测部分600输出的傅里叶变换数据几乎不包括非线 性处理过的数据，因此，通过使用从采用FFT的波检测部分600输出的傅里 叶变换数据能够改进载波检测的准确性。
此外，该配置能够使用其中滤波长度大于码元长度的系统，例如， OFDM/OQAM或滤波过的OFDM。
进而，能够将FFT用在波检测部分17中(尤其是对快速分立的余弦变换 器(类型4)117的处理而言)。因此，如果波检测部分17和波检测部分600都 包含公共的FFT，该配置就使得可能简化图22所示的接收设备的电路结构。
此外，尽管在第一到第十实施例中的波检测部分17包括一个子波变换 器，但是，波检测部分17也能包括两个或多个子波变换器。
进而，虽然在第一到第十实施例中所描述的是实子波滤波器，但是，也 能够使用滤波长度大于码元长度的其它滤波器和系统，例如，采用 OFDM/OQAM或滤波过的OFDM来代替实子波滤波器。
此外，若有需要，也能将第一到第十实施例中的各种配置相互组合。
产业上的可利用性
在第一到第十实施例中描述的接收设备能够通过进行较少的计算得到复 数数据。此外，在第一到第十实施例中所描述的接收设备能够使用载波间的 相位差分布在频域中进行载波检测。而且在第一到第十实施例中所描述的接 收设备使得可能简化接收设备的电路结构。此外，在第一到第十实施例中所 描述的接收设备使得可能减少窄带干扰波的影响。