技术领域
[0001] 本
发明涉及电
力电子变压器控制方法技术领域，尤其涉及一种隔离型双向直流变换器最小回流功率移相控制方法。
背景技术
[0002] 隔离型双向直流变换器(Isolatedbidirectional DC-DC converter，IBDC)具有分布式、模
块化和即插即用的软
硬件结构，可以作为直流配
电网中各级
母线间的
接口电路，通过高压端采用
串联技术提高
电压等级，低压端采用并联技术以提高功率等级，进而实现
能量变换和电气隔离。隔离型双向直流变换器目前普遍采用移相控制的方式，双移相(Dual-Phase-Shift，DPS)是IBDC最广泛使用的
算法，该控制灵活，动态性能好。在传统的双移相控制方法中，IBDC存在峰值
电流过大、
开关应力过大等缺点，大量回流功率是引起峰值电流过大、系统通路损耗增大、
电能传输效率降低的主要原因。
发明内容
[0003] 本发明所要解决的技术问题是如何提供一种控制简单、容易实现的隔离型双向直流变换器最小回流功率移相控制方法。
[0004] 为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案是：一种隔离型双向直流变换器最小回流功率移相控制方法，其特征在于包括如下步骤：
[0005] 控制系统控制
采样芯片采集隔离型双向直流变换器的
输出电压V2和输出电流i2，通过输出电压V2和输出电流i2确定变换器输出功率；
[0006] 传输功率除以隔离型双向直流变换器的最大传输功率PN，得到标幺化传输功率p；
[0007] 根据标幺化传输功率p的不同取值范围，按最小回流功率计算内移相
角d1；
[0008] 由输出电压V2与给定输出电压V2ref作差，经过PI
控制器得到外移相角d2；
[0009] 根据内移相角d1与外移相角d2进行脉冲生成，并通过闭环调节外移相角d2的值使输出电压V2恒定。
[0010] 进一步的技术方案在于：控制系统通过现场可编程
门阵列芯片FPGA控制采样芯片采集所述输出电压V2和所述输出电流i2。
[0011] 进一步的技术方案在于：当0≤p≤2/3时，最小回流功率移相控制方法如下：
[0012] 实现回流功率最小控制时d1＝d2，此时将双移相控制方式简化为单变量移相控制方式，令d＝d1＝d2，则最小回流功率移相控制下IBDC的传输功率P1为
[0013]
[0014] 式中：d为内、外移相角度，V为输入、输出电压，P1为传输功率，R为等效
电阻，L为变压器漏感和辅助电感之和，f为开关
频率，n为变压器
匝数比；根据上式和最大传输功率PN的计算公式可得最小回流功率移相控制下标幺化传输功率p1为
[0015]
[0016] 式中：0≤d≤1/2，0≤p1≤2/3，可以求出零回流功率运行点为
[0017]
[0018] 根据P1与给定标幺化传输功率p1(0≤p≤2/3)确定移相角d，实现回流功率为0。
[0019] 进一步的技术方案在于：当2/3≤p≤1时，最小回流功率移相控制方法如下：
[0020] 当2/3≤p≤1时，依据双移相控制下标幺化传输功率p的计算公式和零回流功率运行点的计算公式： 求出最小回流功率运行点为
[0021]
[0022] 令d＝d2，d1＝1-2d，最小回流功率移相控制下隔离型双向直流变换器的传输功率P2为
[0023]
[0024] 根据最大传输功率PN和传输功率P2，得到隔离型双向直流变换器在2/3≤p≤1情况下，最小回流功率移相控制下标幺化传输功率p为
[0025]
[0026] 式中：1/3≤d≤1/2，
[0027] 根据P2与给定标幺化传输功率p2(2/3≤p≤1)确定(d1，d2)移相角的组合，实现回流功率最小。
[0028] 进一步的技术方案在于：最大传输功率 其中，V1为电源侧输入电压，V2为负载侧输出电压，R为等效电阻，L为变压器漏感和辅助电感之和，f为开关频率，n为变压器匝数比。
[0029] 进一步的技术方案在于：在数字
信号处理器DSP中由输出电压V2与给定输出电压V2ref作差，经过PI控制器得到外移相角d2。
[0030] 采用上述技术方案所产生的有益效果在于：所述方法控制简单，容易实现。通过所述方法控制的功率运行点可实现源侧、负载侧回流功率最小，较为显著的减小了峰值电流和电流应力，提高了变换效率。
附图说明
[0031] 下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
[0032] 图1为本发明
实施例中隔离型双向直流变换器的电路拓扑图；
[0033] 图2为本发明实施例中隔离型双向直流变换器的等效电路图；
[0034] 图3为本发明实施例中双移相控制方法的时序图；
[0035] 图4为本发明实施例中隔离型双向直流变换器的功率流动方向图；
[0036] 图5为本发明实施例中隔离型双向直流变换器的的电源侧和负载侧回流功率图；
[0037] 图6为本发明实施例中最小回流功率移相控制的原理
框图；
[0038] 图7为本发明实施例中所述方法的
流程图。
具体实施方式
[0039] 下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0040] 在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
[0041] 如图7所示，本发明实施例公开了一种隔离型双向直流变换器最小回流功率移相控制方法，所述方法包括如下步骤：
[0042] S101：控制系统通过
现场可编程门阵列芯片FPGA控制采样芯片采集所述变换器的输出电压V2和输出电流i2，通过V2和i2确定变换器输出功率；
[0043] S102：传输功率除以隔离型双向直流变换器的最大传输功率PN，得到标幺化传输功率p；
[0044] S103：根据标幺化传输功率p的不同取值范围，按最小回流功率计算内移相角d1；
[0045] S104：在
数字信号处理器DSP中由输出电压V2与给定输出电压V2ref作差，经过PI控制器得到外移相角d2；
[0046] S105：DSP将内移相角d1与外移相角d2传递到FPGA中进行脉冲生成，并通过闭环调节外移相角d2的值使输出电压V2恒定。
[0047] 具体分析如下：
[0048] 所述的隔离型双向直流变换器的电路拓扑如图1所示。主要包括电源侧输入电压V1，负载侧输出电压V2，输出电流i2；变换器两端H桥输出电压VAB、VCD；辅助电感Lr；电感电流iL；电源侧缓冲电容和负载侧
支撑电容C1、C2；变换器负载电阻R组成。
[0049] 隔离型双向直流变换器主电路的等效电路如图2所示。图2中：L为变压器漏感和辅助电感Lr的等效电感；VL为L两端电压；在双移相控制下，IBDC两侧全桥的开关频率相同，输出交流电压VAB和VCD均是三电平波，通过控制VAB和VCD之间的
相位可以控制功率的流向。当V1侧H桥开关管相位超前V2侧H桥开关管时，IBDC功率正向传输,由V1侧传输到V2侧，即由VAB流向VCD。当V2侧H桥开关管相位超前V1侧H桥开关管时，IBDC功率反向传输，由V2侧传输到V1侧，即由VCD流向VAB。由于IBDC的V1侧和V2侧拓扑具有对称性，变换器的功率正反向传输的原理类似。本文以功率由V1侧传输到V2侧(VAB相位超前VCD)为例分析IBDC的最小回流功率移相控制方法，所提控制方法在功率反向传输时同样适用。
[0050] 隔离型双向直流变换器的双移相控制方法示意图如图3所示。图3中，Q1-Q8为对应开关的
控制信号，其频率相同且占空比都为0.5，同一桥臂上下两开关管的控制信号互补；d1/2f表示一次(侧)开关管Q1和Q3、二次(侧)开关管Q5和Q7之间的
相位差，d1为内移相角；d2/
2f为开关管Q1与Q5的相位差，d2为外移相角，0≤d1≤d2≤1且0≤d1+d2≤1。设V1≥nV2，电感电流iL过零点在t1-t2和t5-t6。令t0＝0可得t1＝d1/2f，t2＝d2/2f，t3＝(d1+d2)/2f，t4＝1/2f，t5＝(d1+1)/2f，t6＝(d2+1)/2f，t7＝(d1+d2+1)/2f，t8＝1/f，k＝V1/nV2，n为(中高频)变压器匝数比。
[0051] 根据图3不考虑变换器传输功率损耗，双移相控制下IBDC的传输功率为
[0052]
[0053] 将双移相的传输功率标幺化，当d1＝0，d2＝0.5时，双移相控制下IBDC的传输功率最大，定义最大传输功率PN为
[0054]
[0055] 根据式(1)和(2)，可以得到双移相控制下标幺化传输功率p为
[0056]
[0057] IBDC在双移相控制下标幺化电流i'L(t2)、i'L(t3)为
[0058]
[0059]
[0060] IBDC在双移相控制下标幺化电流有效值I'rms为
[0061]
[0062] 在双移相控制下，IBDC电源侧通过DC/AC、变压器、AC/DC环节将功率传输到负载侧，功率传输方向如图4所示。功率正向传输过程中，双移相控制下IBDC中存在的电源侧回流功率和负载侧回流功率，如图5所示。
[0063] 从图3和图5可以看出，由于VAB与VCD间存在
相移，在功率传输过程中的t1-t1'及t5-t5'时间段内，电感电流iL与电源侧H桥输出电压VAB相位相反，电源侧传输功率P1为负，功率由变压器回流到电源中，定义此功率为电源侧回流功率。在t1'-t2及t5'-t6时间段内，电感电流iL与负载侧H桥输出电压VCD相位相反，传输功率P2为负，功率从负载侧回流到变压器，定义此功率为负载侧回流功率。在传输功率一定时，为补偿电源侧和负载侧回流的功率，将会有更多的功率从电源侧流向负载侧，将导致IBDC的电流应力增大，增大了功率器件、
磁性元件的损耗，从而降低变换器效率。
[0064] 根据对回流功率的定义，在双移相控制下，IBDC的电源侧回流功率 为
[0065]
[0066] IBDC的负载侧回流功率 为
[0067]
[0068] 在双移相控制下，定义双移相控制下回流功率Pcir为电源侧回流功率 与负载侧回流功率 之和
[0069]
[0070] 根据式(2)和(9)，可以得到在双移相控制下的标幺化回流功率Mcir为
[0071]
[0072] 实际应用中，直流配电网高低压
直流母线的比值恒定，作为直流配电网中的能量变换环节，隔离型双向直流变换器的输入与输出电压比值应保持恒定。故令k＝V1/nV2＝1，以简化控制算法。
[0073] 式(9)经简化后，回流功率Pcir为
[0074]
[0075] 式(11)经简化后，标幺化回流功率Mcir为
[0076] Mcir＝2(d1-d2)2 (12)
[0077] 由式(12)可知，实现回流功率最小就是控制(d1-d2)2最小。
[0078] 工况一：0≤p≤2/3情况下最小回流功率移相控制方法
[0079] 由式(12)中Mcir＝0，经过计算得到d1＝d2。此时可将双移相控制方式化简为单变量移相控制方式，令d＝d1＝d2，则最小回流功率移相控制下IBDC的传输功率P1为[0080]
[0081] 式(13)中：d为内、外移相角度，V为输入、输出电压，P1为传输功率，R为等效电阻，L为变压器漏感和辅助电感之和，f为开关频率。根据式(2)和式(13)，可以得到最小回流功率移相控制下标幺化传输功率p1为
[0082]
[0083] 式(14)中：0≤d≤1/2，0≤p1≤2/3。可以求出零回流功率运行点为
[0084]
[0085] 根据p1与给定标幺化传输功率p(0≤p≤2/3)确定移相角d，实现回流功率为0。
[0086] 工况二：2/3≤p≤1情况下最小回流功率移相控制方法
[0087] 当2/3≤p≤1时，依据式(3)和式(15)可以求出最小回流功率运行点为
[0088]
[0089] 令d＝d2，d1＝1-2d，最小回流功率移相控制下IBDC的传输功率P2为
[0090]
[0091] 根据式(2)和式(17)，可以得到IBDC在2/3≤p≤1情况下，最小回流功率移相控制下标幺化传输功率p2为
[0092]
[0093] 式(16)-(18)中：1/3≤d≤1/2。
[0094] 根据P2与给定标幺化传输功率p2(2/3≤p≤1)确定(d1，d2)移相角的组合，实现回流功率最小。
[0095] 0≤p≤2/3和2/3≤p≤1两种工况下DAB最小回流功率移相控制方法的控制框图如图6所示。
[0096] 需要说明的是，本发明所涉及到的参数是针对图1所示的隔离型双向直流变换器所说的。
[0097] 所述方法控制简单，容易实现。通过所述方法控制的功率运行点可实现源侧、负载侧回流功率最小，较为显著的减小了峰值电流和电流应力，提高了变换效率。
