振荡信号生成电路
阅读：1033发布：2020-06-15
专利汇可以提供振荡信号生成电路专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 振荡 信号 生成 电路 包括 振荡器 和校准电路。振荡器包括：具有输出参考信号的参考信号源，并将参考信号转换为控制 电压 的参考信号源电路；具有可变 电阻 和电容，并除去控制电压的噪声的 滤波器 ；将通过滤波器后的控制电压转换为控制 电流 并输出的晶体管；由控制电流驱动的、生成 输出信号 的核心电路；以及将输出信号输出的输出 端子 。通过连接到振荡器的输出端子，检测输出信号是否振荡，并根据检测结果控制可变电阻的电阻值，校准电路调整控制电流的电流值。，下面是振荡信号生成电路专利的具体信息内容。
1.振荡信号生成电路，包括振荡器和校准电路，
振荡器具有：
参考信号源电路，具有输出参考信号的参考信号源，将所述参考信号转换为控制电压；
第1滤波器，具有可变电阻和电容，除去所述控制电压的噪声；
第1晶体管，将从所述第1滤波器输出的控制电压转换为控制电流并输出；
核心电路，由所述控制电流驱动，生成输出信号；以及
输出端子，输出所述输出信号，
所述校准电路
通过连接到所述振荡器的所述输出端子，检测所述输出信号是否振荡，根据检测结果，控制所述可变电阻的电阻值，调整所述控制电流的电流值，直至检测到所述输出信号的振荡为止，使所述参考信号的输出值从第1范围的下限值到上限值分级地变化，即使在所述参考信号的输出值变更至所述第1范围的上限值，仍未检测到所述输出信号的振荡的情况下，直至检测到所述输出信号的振荡为止，使所述可变电阻的电阻值从第2范围的上限值到下限值分级地变化。
2.如权利要求1所述的振荡信号生成电路，
通过控制所述可变电阻的电阻值直至检测到所述输出信号的振荡为止，所述校准电路使所述控制电流的电流值变化为多个电流值的其中一个并输出。
3.如权利要求1所述的振荡信号生成电路，
所述校准电路还包括：
存储单元，在检测出所述输出信号的振荡的情况下，将所述参考信号的输出值和所述可变电阻的电阻值作为振荡开始条件来存储。
4.如权利要求3所述的振荡信号生成电路，
所述校准电路
在通过所述参考信号的输出值的控制检测出所述输出信号的振荡的情况下，将被检测到所述输出信号的振荡的所述参考信号的输出值之中的最小值作为振荡持续条件来存储，在通过所述可变电阻的电阻值的控制检测出所述输出信号的振荡的情况下，将被检测到所述输出信号的振荡的所述可变电阻的电阻值之中的最大值作为所述振荡持续条件来存储。
5.如权利要求1所述的振荡信号生成电路，
所述校准电路包括：
包络线检测电路，输出所述输出信号的包络线振幅；
振荡检测电路，基于所述包络线振幅，输出表示所述输出信号是否振荡的检测信号；
控制信号生成电路，基于所述检测信号，输出表示所述控制电流的值的第1控制信号和表示所述第1控制信号的输出目的地的第2控制信号；
电阻值控制电路，根据所述第1控制信号表示的所述控制电流的值，控制所述可变电阻的电阻值；
参考信号值控制电路，根据所述第1控制信号表示的所述控制电流的值，控制所述参考信号的输出值；以及
第1开关，根据所述第2控制信号，将所述第1控制信号的输出目的地切换为所述电阻值控制电路和所述参考信号值控制电路的其中一个。
6.如权利要求5所述的振荡信号生成电路，
所述控制信号生成电路包括：
计数器电路，在所述检测信号表示未检测到所述输出信号的振荡的情况下，使计数器的数增加；以及
比较器，比较所述计数器的数和阈值，
所述计数器电路输出表示所述计数器的数的所述第1控制信号，
在所述计数器的数大于所述阈值的情况下，所述比较器输出表示所述第1控制信号的输出目的地的变更的所述第2控制信号。
7.如权利要求5所述的振荡信号生成电路，
所述控制信号生成电路包括：
计数器电路，在所述检测信号表示未检测到所述输出信号的振荡的情况下，使计数器的数增加，在所述检测信号表示检测到所述输出信号的振荡的情况下，使所述计数器的数减少；以及
比较器，比较所述计数器的数和第3范围，
所述计数器电路输出表示所述计数器的数的所述第1控制信号，
在所述计数器的数超出所述第3范围的情况下，所述比较器输出表示所述第1控制信号的输出目的地的变更的所述第2控制信号。
8.如权利要求5所述的振荡信号生成电路，
所述可变电阻包括：
串联连接的多个元件电阻；以及
分别与所述多个元件电阻并联连接的多个第2开关，
所述电阻值控制电路基于所述第1控制信号，将切换所述多个第2开关各自的导通/截止的切换信号输出到所述多个第2开关。
9.如权利要求5所述的振荡信号生成电路，
所述可变电阻包括电阻值根据输入到栅极端子的控制电压而变化的第2晶体管，所述电阻值控制电路基于所述第1控制信号，将表示所述电阻值控制电压的大小的控制信号输出到所述第2晶体管。
10.如权利要求5所述的振荡信号生成电路，
所述参考信号源包括：
参考电流源，具有输出的参考电流的值根据输入到栅极端子的电流值控制电压而变化的第3晶体管；以及
第4晶体管，将所述参考电流转换为电压，并将所述转换后的电压作为所述控制电压输出，
所述参考信号值控制电路基于所述第1控制信号，将表示所述电流值控制电压的大小的控制信号输出到所述参考信号源。
11.如权利要求5所述的振荡信号生成电路，
所述参考信号源包括：
参考电流源和第5晶体管，
所述参考电流源包括：
多个第6晶体管，彼此并联地设置，各自输出规定的值的电流；以及
多个第3开关，切换所述多个第6晶体管各自的连接，
将来自由所述多个第3开关连接的至少一个以上的第6晶体管的电流作为参考电流输出，
所述第5晶体管
将所述参考电流转换为电压，并将所述转换后的电压作为所述控制电压输出，所述参考信号值控制电路
基于所述第1控制信号，使用切换所述多个第3开关的导通/截止的切换信号，控制所述参考电流的值。
12.如权利要求5所述的振荡信号生成电路，
所述振荡器输出包含了正相信号和反相信号的差动的输出信号，
所述包络线检测电路包括：
平方电路，将所述正相信号和所述反相信号的其中一个平方，生成正的输出，将所述正相信号和所述反相信号相乘，生成负的输出；以及
第2滤波器，从所述正的输出和所述负的输出使直流分量通过，
所述振荡检测电路
在所述正的输出的直流分量和所述负的输出的直流分量不同的情况下，输出表示所述差动的输出信号振荡的所述检测信号。
13.如权利要求5所述的振荡信号生成电路，
所述振荡器输出单相的输出信号，
所述包络线检测电路包括：
平方电路，将所述单相的输出信号平方；以及
第3滤波器，从所述平方后的单相的输出信号使直流分量通过，
所述振荡检测电路
比较通过了所述第3滤波器的所述单相的输出信号的直流分量和规定的判定值，在所述单相的输出信号的直流分量大于所述规定的判定值的情况下，输出表示所述单相的输出信号振荡的所述检测信号。
14.如权利要求1所述的振荡信号生成电路，
所述电容是固定电容。
15.如权利要求1所述的振荡信号生成电路，
所述核心电路具有电容值可变的可变电容，
所述校准电路还包括：
频率调整电路，将调整所述输出信号的振荡频率的控制信号输出；以及
频率判定电路，判定所述输出信号的振荡频率是否为期望的频率，
在判定为所述振荡频率不是期望的频率的情况下，所述频率判定电路变更所述可变电容的电容值。
振荡信号生成电路
技术领域
[0001] 本发明涉及在超过100GHz的高频带中动作的振荡信号生成电路。
背景技术
[0002] 近年来，伴随以通信和雷达为代表的无线技术的使用数的增加，频率急速地减少。因此，期待比毫米波频带更高的频带即超过100GHz的频带的有效利用。因此，预料在超过
100GHz的频带中动作的无线IC(Integrated Circuit；集成电路)会广泛普及。
100GHz的频带中动作的无线IC(Integrated Circuit；集成电路)会广泛普及。
[0003] 一般地，无线IC将半导体作为材料，用CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor；互补金属氧化物半导体)工艺等的制造方法来制造的情况很多。可是，CMOS工艺相比其他制造方法，高频率中的性能较差，难以在高频中得到功率增益。
[0004] 采用精细CMOS工艺时，理论上可制造在超过100GHz的频带中动作的无线IC，但设计余量很少。而且，在用CMOS工艺形成的、面向超过100GHz的频带的晶体管中发生精度的偏差。因此，无线IC需要进行校准。特别地，起因于晶体管的精度的偏差，无线IC的构成元件之一的VCO(Voltage Controlled Oscillator：电压控制振荡器)，不满足振荡条件的可能性较高。因此，对VCO的校准技术，在开发超过100GHz的频带中动作的无线IC上是十分重要。
[0005] 例如，在非专利文献1中，公开了具有VCO和控制VCO的振荡条件的校准电路的结构。非专利文献1中所公开的校准电路，根据VCO的振荡信号，通过控制VCO中流过的电流值，检测振荡条件即电流值。
[0006] 现有技术文献
[0007] 非专利文献
[0008] 非专利文献1：IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS，VOL.42，NO.9，SEPTEMBER 2007
发明内容
[0009] 可是，在上述的非专利文献1的现有技术中，VCO中流过的电流中包含的噪声成为振荡信号的相位噪声。例如，通过将由电阻和电容构成的RC滤波器插入到VCO的内部，能够降低电流中包含的噪声，但在该情况下，因电阻中流过的漏泄电流，发生电压降。即，在将RC滤波器插入到VCO的内部的结构中，因电压降的影响，控制VCO的振荡条件的校准的范围变窄。
[0010] 本发明的一方案，提供降低振荡器的相位噪声，并且能够扩宽控制振荡器的振荡条件的校准的范围的振荡信号生成电路。
[0011] 本发明的振荡信号生成电路包括振荡器和校准电路。上述振荡器包括：具有输出参考信号的参考信号源，将参考信号转换为控制电压的参考信号源电路；具有可变电阻和电容，除去控制电压的噪声的第1滤波器；将从第1滤波器输出的控制电压转换为控制电流并输出的第1晶体管；由控制电流驱动的、生成输出信号的核心电路；以及将输出信号输出的输出端子。通过连接到振荡器的所述输出端子，检测输出信号是否振荡，根据检测结果控制可变电阻的电阻值，上述校准电路调整控制电流的电流值。这些概括性的并且特定的方案，也可以通过装置、系统、方法、计算机程序及装置、系统、方法和计算机程序的任意组合来实现。
[0013] 图1A是普通的电压控制振荡电路的结构图。
[0014] 图1B是表示RC低通滤波器的频率特性的图。
[0015] 图2是表示本发明的实施方式1的振荡信号生成电路的结构例子的框图。
[0016] 图3是表示本发明的实施方式1的控制信号生成电路的第1结构例子的框图。
[0017] 图4是表示本发明的实施方式1的控制信号生成电路的第2结构例子的框图。
[0018] 图5是表示本发明的实施方式1的电流值控制电路和电流源电路的第1结构例子的框图。
[0019] 图6是表示本发明的实施方式1的电流值控制电路和电流源电路的第2结构例子的框图。
[0020] 图7是表示本发明的实施方式1的电阻值控制电路和可变电阻的第1结构例子的框图。
[0021] 图8是表示本发明的实施方式1的电阻值控制电路和可变电阻的第2结构例子的框图。
[0022] 图9A是表示本发明的实施方式1的电压控制振荡器、包络线检测电路和振荡检测电路的第1结构例子的框图。
[0023] 图9B是表示本发明的实施方式1中的电压控制振荡器、包络线检测电路、振荡检测电路的输入输出信号波形的一例子的图。
[0024] 图10A是表示本发明的实施方式1的电压控制振荡器、包络线检测电路和振荡检测电路的第2结构例子的框图。
[0025] 图10B是表示本发明的实施方式1中的电压控制振荡器、包络线检测电路、振荡检测电路的输入输出信号波形的一例子的图。
[0026] 图11是表示本发明的实施方式2的振荡信号生成电路的结构例子的框图。
具体实施方式
[0027] (完成本发明的原委)
[0028] 首先，说明完成本发明的原委。本发明涉及在超过100GHz的高频带中动作的振荡信号生成电路。
[0029] 图1A是普通的电压控制振荡电路1100的结构图。电压控制振荡电路(以下，记载为VCO)1100包括：参考电流源电路1101；RC低通滤波器1102；末端晶体管1103；交叉耦合晶体管1104；以及LC谐振电路1105。交叉耦合晶体管1104和LC谐振电路1105是VCO1100的核心电路。
[0030] 参考电流源电路1101具有输出用于生成对VCO1100的核心电路中流过的电流Itail的控制电压Vcont的参考电流的电流源。再有，参考电流源电路1101也可以置换为具有电压源的参考电压源电路。
[0031] 在参考电流源电路1101生成的控制电压Vcont中，次要地包含由参考电流源电路1101产生的噪声。控制电压Vcont中包含的噪声为从VCO1100的核心电路输出的输出信号的相位噪声。
[0032] RC低通滤波器1102由电阻和电容构成，为了抑制从VCO1100的核心电路输出的输出信号的相位噪声，除去从参考电流源电路1101输入的参考信号的噪声。RC低通滤波器1102的截止频率fc由电阻具有的电阻值R和电容具有的电容值C1确定。
[0033] 图1B是表示RC低通滤波器1102的频率特性的图。图1B的横轴表示频率，纵轴表示增益。如图1B所示，对于输入的信号，RC低通滤波器1102使截止频率fc以下的频率分量通过，使截止频率fc以上的频率分量具有固定的斜率而衰减。
[0034] 例如，如RC低通滤波器1102那样，在1次的RC滤波器的情况下，截止频率fc用fc＝1/(2πC1R)表示。即，电阻值R或电容值C1越大，截止频率越低，直至更低的频率分量的噪声也能够除去。
[0035] 可是，如果将电阻值R或电容值C1增大，电阻或电容的面积增加，终究电路的芯片大小增加。此外，一般地，与电容相比，电阻为小型，但电阻对于控制线X串联地连接，所以若增大电阻的大小，则RC低通滤波器1102中发生的噪声也变大。RC低通滤波器1102中发生的噪声也成为从VCO1100的核心电路输出的输出信号的相位噪声。
[0036] 因此，一般来说，RC低通滤波器1102具有的电阻增大到RC低通滤波器1102中发生的噪声对输出信号的相位噪声不产生影响的程度，电容增大到对于芯片面积所容许的程度。
[0037] 参考电流源电路1101通过调整参考电流而对控制电压Vcont进行控制，然后输出到RC低通滤波器1102。RC低通滤波器1102除去在控制电压Vcont中包含的高频分量的噪声，将除去噪声后的电压作为电压Vtail输出到末端晶体管1103。
[0038] 末端晶体管1103是根据电压Vtail将电流Itail输出的电压-电流转换器。核心电路由从末端晶体管1103输出的电流Itail驱动，生成输出信号并从输出端子输出。
[0039] 交叉耦合晶体管1104补偿在核心电路内发生的功率损耗。交叉耦合晶体管1104的补偿能力，一般用跨导(gm)表示。gm由电流Itail和交叉耦合晶体管1104的大小及工艺确定。具体地说，假设由交叉耦合晶体管1104的大小和工艺确定的系数为B，则以
[0040]
[0041] 表示。gm越大，交叉耦合晶体管1104的补偿能力越高。
[0042] 另一方面，LC谐振电路1105确定VCO1100的振荡频率fo。LC谐振电路1105由具有电感值L的电感和具有电容值C2的电容构成。具体地说，VCO1100的振荡频率fo用
[0043]
[0044] 表示。一般地，通过使用控制信号Tosc使电容值C2为可变，VCO1100将振荡频率fo变更。
[0045] 此外，LC谐振电路1105的损耗由Q值定量化。根据Q值，确定等效并联电阻Rp。Q值越大，等效并联电阻Rp越大。
[0046] 在图1A所示的VCO1100中，存在表示输出信号是否振荡的条件的振荡条件。振荡条件受到LC谐振电路1105和交叉耦合晶体管1104的影响。具体地说，振荡条件由交叉耦合晶体管1104的跨导gm和LC谐振电路1105的等效并联电阻Rp之积定义。如果gm·Rp≥1，则满足振荡条件，在gm·Rp＜1时不满足振荡条件。等效并联电阻Rp由LC谐振电路1105的损耗确定，所以难以在制造后调整。因此，一般地，要在制造后的校准中调整振荡条件，调整电流Itail并使gm变化。
[0047] 电流Itail的调整，通过从RC低通滤波器1102输出的电压Vtail的调整进行。因此，电压Vtail的可变范围，即、电压Vtail可取的最大值和最小值之差越宽，电流Itail的可变范围也越宽。
[0048] 在以往的CMOS工艺中，由于在晶体管的栅极和基板之间形成的氧化膜压较厚，所以漏泄电流Ileak不流动。可是，在超过100GHz的频带中动作的精细CMOS工艺中，由于漏泄电流Ileak流动，所以不能忽略漏泄电流Ileak。如图1A所示，漏泄电流Ileak在RC低通滤波器1102具有的电阻中流动，所以引起电压降。假设电压降的大小为Vdrop，则以Vdrop＝R·Ileak表示。
[0049] 控制电压Vcont和电压Vtail的关系用Vtail＝Vcont+Vdrop表示。因此，与以往的CMOS工艺相比，在超过100GHz的频带中动作的精细CMOS工艺中，根据Vdrop的大小，电压Vtail的可变范围变窄，难以进行振荡条件的调整，即，电流Itail的调整。
[0050] 例如，在非专利文献1中，记载了能够控制振荡条件的VCO的结构。非专利文献1中所记载的结构包括：VCO；使VCO的振荡信号转换为与振荡电平(1evel)对应的DC信号的差动平方电路；除去在差动平方电路的输出中出现的DC值的DC截止电容；判断在从DC截止电容输出的差动分量中是否有差的比较器；由比较器的输出来输出控制信号的判定电路；以及根据判定电路的输出来确定VCO的电流值的电流源电路。根据该结构，能够检测为了VCO振荡而必需的VCO中流过的电流值。
[0051] 可是，在上述非专利文献1的现有技术中，不存在RC滤波器，因此，VCO中流过的电流中包含的噪声成为振荡信号的相位噪声。例如，如图lA所示的结构那样，即使将由电阻和电容构成的RC滤波器插入到VCO的内部，电压Vtail的可变范围也变窄，难以进行振荡条件的调整，即，电流Itail的调整。
[0052] 鉴于这样的情况，本发明的发明人着眼于在电压控制振荡电路中设置RC低通滤波器，如果控制RC低通滤波器具有的电阻的电阻值，则能够抑制电压降的影响，从而完成了本发明。
[0053] 以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。再有，以下说明的各实施方式是一例子，本发明不由这些实施方式来限定。
[0054] (实施方式1)
[0055] 图2是表示本发明的实施方式1的振荡信号生成电路100的结构例子的框图。如图2所示，振荡信号生成电路100包括电压控制振荡器107和校准电路115。电压控制振荡器107具有：参考电流源电路101；包含可变电阻102和电容103的RC低通滤波器104；末端晶体管105；以及核心电路106。校准电路115具有：包络线检测电路108；时钟生成电路109；振荡检测电路110；控制信号生成电路111；开关112；电流值控制电路113；以及电阻值控制电路
114。
114。
[0056] 参考电流源电路101具有电流值是可变的电流源，基于由电流值控制电路113控制的电流值，将控制电压Vcont输出到RC低通滤波器104。再有，在本实施方式中，说明控制电压Vcont由具有电流源的参考电流源电路101来生成，但也可以取代电流源，由具有电压值是可变的电压源的电路来生成。再有，在图2所示的参考电流源生成电路101的结构中，从电流源输出的电流值越大，控制电压Vcont越低。
[0057] RC低通滤波器104具有可变电阻102和电容103，将高于由可变电阻102的电阻值和电容103的电容值确定的截止频率的高频的噪声，从控制电压Vcont中除去。RC低通滤波器104将除去了噪声的电压作为电压Vtail输出到末端晶体管105。再有，在图2所示的参考电流源生成电路101的结构中，可变电阻102的电阻值越小，电压Vtail越低。
[0058] 末端晶体管105是基于作为栅极电压输入的电压Vtail，产生电流Itail的电压-电流转换器。末端晶体管105将电流Itail输出到核心电路106。再有，在图2所示的末端晶体管105的结构中，电压Vtail越低，电流Itail越大。
[0059] 核心电路106具有：例如具有与电流Itail对应的跨导(gm)的交叉耦合晶体管(未图示)；以及由控制振荡频率的电感和可变电容构成的LC谐振电路(未图示)。核心电路106由电流Itail驱动，从输出端子P输出由信号Tosc调整的振荡频率的输出信号Vosc。再有，核心电路106也可以作为环形振荡器。
[0060] 根据以上说明的结构，电压控制振荡器107将输出信号Vosc从输出端子P输出。
[0061] 在电压控制振荡器107中，控制电压Vcont越低，电压Vtail越低，电压Vtail越低，电流Itail越大。此外，电流Itail越大，输出信号Vosc越高，gm越大。gm越大，输出信号Vosc振荡的可能性(即，满足振荡条件的可能性)越高，所以振荡条件稳定。
[0062] 即，基于电流Itail确定输出信号Vosc是否振荡(即，电压控制振荡器107是否满足振荡条件)。本实施方式的校准电路115具有调整电流Itail的结构，以使输出信号Vosc振荡(即，电压控制振荡器107满足振荡条件)。
[0063] 具体地说，校准电路115连接到输出端子P并接受输出信号Vosc，检测输出信号Vosc是否在振荡。而且，校准电路115根据检测结果，控制可变电阻102或参考电流源电路101，调整电流Itail。以下，说明校准电路115的各结构。
[0064] 包络线检测电路108连接到输出端子P，接受输出信号Vosc。包络线检测电路108检测输出信号Vosc的包络线，将检测出的包络线作为包络线电压Venv输出到振荡检测电路110。
[0065] 时钟生成电路109生成时钟信号CLK，并输出到振荡检测电路110和控制信号生成电路111。
[0066] 振荡检测电路110在时钟信号CLK的上升的定时检测包络线电压Venvv的值，将表示输出信号Vosc是否振荡的检测信号DET输出到控制信号生成电路111。具体地说，在输出信号Vosc振荡的情况下，振荡检测电路110输出“高“(“H”)电平的检测信号DET，在输出信号Vosc不振荡的情况下，输出“低”(“L”)电平的检测信号DET。振荡检测电路110也可以在时钟信号CLK的下降的定时检测包络线电压Venv的值。再有，在输出信号Vosc在振荡的情况下，振荡检测电路110也可以输出“低”(“L”)电平的检测信号DET，在输出信号Vosc不振荡的情况下，输出“高”(“H”)电平的检测信号DET。
[0067] 再有，后面叙述包络线检测电路108和振荡检测电路110的结构例子。
[0068] 控制信号生成电路111基于检测信号DET表示的检测结果，在时钟信号CLK的上升的定时，生成控制参考电流源电路101或可变电阻102的振荡控制信号CNT、以及控制开关112的切换的开关控制信号SW，输出到开关112。再有，后面叙述控制信号生成电路111的具体的结构例子。
[0069] 开关112基于开关控制信号SW，将振荡控制信号CNT的输出目的地切换为电流值控制电路113和电阻值控制电路114的其中一个。再有，在本实施方式中，作为初始设定，连接开关112以使振荡控制信号CNT输出到电流值控制电路113。
[0070] 电流值控制电路113基于振荡控制信号CNT，将控制参考电流源电路101具有的电流源的电流值的控制信号Tcur输出到参考电流源电路101。再有，有关电流值控制电路113的结构例子，与参考电流源电路101的结构例子一起在后面叙述。
[0071] 电阻值控制电路114基于振荡控制信号CNT，将控制可变电阻102的电阻值的控制信号Tres输出到可变电阻102。再有，有关电阻值控制电路114的具体的结构例子，与可变电阻102的结构例子一起在后面叙述。
[0072] 本实施方式的校准电路115分级地控制参考电流源电路101具有的电流源的电流值和可变电阻102的电阻值，以使电流Itail分级地增大来调整。
[0073] 例如，将参考电流源电路101具有的电流源的电流值的可控制的范围Imin～Imax之间划分为多个控制电平NI(NI为2以上的整数)，使初始值即电平0对应于最小值Imin，电平NI-1对应于最大值Imax。而且，校准电路115进行控制，以使参考电流源电路101具有的电流源的电流值从电平0到电平NI-1分级地变大，并进行调整，以使电流Itail分级地变大。再有，电流值的初始值也可以不是最小值Imin。
[0074] 此外，在可变电阻102的电阻值的可控制的范围Rmax～Rmin之间划分多个控制电平NR(NR为2以上的整数)，以使初始值即电平0对应于最大值Rmax，使电平NR-1对应于最小值Rmin。而且，校准电路115控制可变电阻102的电阻值，以使从电平0到电平NR-1分级地变小，并调整电流Itail以使其分级地增大。再有，电阻值的初始值也可以不是最大值Rmax。
[0075] 首先，直至输出信号Vosc振荡为止，本实施方式的校准电路115控制电流值，以使其从Imin增大到Imax为止。然后，在电流值即使达到Imax，输出信号Vosc也不振荡的情况下，校准电路115控制电阻值，以使其从Rmax减小到Rmin为止。
[0076] 再有，有关校准电路115中的电流值和电阻值的控制方法，并不限定于上述方法。例如，也可以是校准电路115先控制电阻值，或者交替地控制电流值和电阻值的方法。此外，校准电路115也可以将电流值设为固定值，控制电阻值。
[0077] 接着，说明控制信号生成电路111的结构例子。图3是表示实施方式1的控制信号生成电路111的第1结构例子的框图。
[0078] 图3所示的控制信号生成电路111具有计数器电路201、数字比较器202、阈值发生电路203、以及判定电路204。
[0079] 计数器电路201接受检测信号DET和时钟信号CLK，生成振荡控制信号CNT。具体地说，计数器电路201在时钟信号CLK的上升定时对检测信号DET的值进行检测。然后，在检测出的值表示输出信号Vosc不振荡(即，不满足振荡条件)的情况下，计数器电路201使初始值为零的振荡控制信号CNT的计数的数增加(向上计数)，输出到数字比较器202、判定电路204。此外，在检测出的值表示输出信号Vosc振荡(即，满足振荡条件)的情况下，计数器电路
201停止计数，不输出振荡控制信号CNT。再有，计数器电路201也可以是减少振荡控制信号CNT的计数的数(向下计数)的结构。
201停止计数，不输出振荡控制信号CNT。再有，计数器电路201也可以是减少振荡控制信号CNT的计数的数(向下计数)的结构。
[0080] 根据该结构，直至输出信号Vosc振荡为止，振荡控制信号CNT表示的计数的数在时钟信号CLK的上升定时每次增加1。振荡控制信号CNT表示的计数的数与分级地控制的电流值或电阻值的控制电平对应。即，振荡控制信号CNT表示的计数的数，表示电流Itail的可取的多个值之中的1个值。
[0081] 此外，计数器电路201接受开关控制信号SW。在开关控制信号SW表示输出电平为“L”的情况下，计数器电路201不将振荡控制信号CNT初始化，在开关控制信号SW表示输出电平为“H”的情况下，将振荡控制信号CNT初始化为零。
[0082] 数字比较器202基于从振荡控制信号CNT和阈值发生电路203输出的阈值Nth，将开关控制信号SW输出到开关112和计数器电路201。开关控制信号SW是控制开关112的切换的信号，取表示不进行切换的输出电平为“L”和表示进行切换的输出电平为“H”的其中一个的值。
[0083] 具体地说，数字比较器202比较振荡控制信号CNT和阈值Nth，在振荡控制信号CNT小于阈值Nth的情况下，将输出电平为“L”的开关控制信号SW输出。在振荡控制信号CNT为阈值Nth以上的情况下，数字比较器202将输出电平为“H”的开关控制信号SW输出。再有，数字比较器202也可以为以下结构：比较振荡控制信号CNT和阈值Nth，在振荡控制信号CNT小于阈值Nth的情况下，将输出电平为“H”的开关控制信号SW输出，在振荡控制信号CNT为阈值Nth以上的情况下，将输出电平为“L”的开关控制信号SW输出。
[0084] 阈值发生电路203设定阈值Nth，并输出到数字比较器202。阈值Nth，由电流值控制电路113中的电流值的可控制的范围和电阻值控制电路114中的电阻值的可控制的范围来设定。例如，在校准电路115控制电流值的情况下，阈值Nth被设定为NI，在控制电阻值的情况下，阈值Nth被设定为NR。阈值发生电路203基于开关控制信号SW，判定校准电路115是控制电流值还是控制电阻值，设定阈值Nth。
[0085] 判定电路204是，在振荡控制信号CNT为阈值Nth以上的情况下，不输出振荡控制信号CNT的电路。具体地说，判定电路204接受振荡控制信号CNT、开关控制信号SW、时钟信号CLK，在开关控制信号SW表示输出电平为“L”的情况下，在时钟信号CLK的上升定时输出振荡控制信号CNT。此外，在开关控制信号SW表示输出电平为“H”的情况下，判定电路204在输出振荡控制信号CNT后经过了时钟信号CLK表示的1时钟后，不输出发送控制信号CNT。根据该结构，在振荡控制信号CNT为阈值Nth以上的情况下，即，在振荡控制信号CNT表示的电流值或电阻值的控制电平超过可控制的范围的情况下，不输出振荡控制信号CNT。
[0086] 根据图3所示的结构，在电流值控制电路113中的电流值的可控制的范围内分级地控制了电流值后，控制信号生成电路111能够输出振荡控制信号CNT，以使在电阻值控制电路114中的电阻值的可控制的范围内分级地控制电阻值。
[0087] 一般地，在本实施方式的电压控制振荡器107那样的振荡器中，对于输出信号开始振荡的振荡开始条件，在开始了振荡后，存在输出信号继续振荡的振荡持续条件。该振荡持续条件是相比振荡开始条件限制比较缓和了的条件。即，在输出信号根据振荡开始条件开始了振荡后，能够缓和条件。接着说明的控制信号生成电路111的另一结构例子是，在开始了振荡后，缓和条件并搜索振荡持续条件的结构。
[0088] 图4是表示实施方式1的控制信号生成电路111的第2结构例子的框图。
[0089] 图4所示的控制信号生成电路111具有计数器电路301、数字比较器302、阈值发生电路303、判定电路304、以及增减切换电路305。
[0090] 增减切换电路305接受检测信号DET和时钟信号CLK，生成增减控制信号UD，并输出到计数器电路301、数字比较器302和阈值发生电路303。增减控制信号UD是表示振荡控制信号CNT的数的增加(向上计数)、或数的减少(向下计数)的信号。
[0091] 具体地说，增减切换电路305在时钟信号CLK的上升定时对检测信号DET的值进行检测。然后，在检测出的值表示不满足振荡条件(即，输出信号Vosc不振荡)的情况下，增减切换电路305生成表示振荡控制信号CNT的数的增加(向上计数)的增减控制信号UD，并输出。此外，在检测出的值表示满足振荡条件(即，输出信号Vosc振荡)的情况下，增减切换电路305生成表示振荡控制信号CNT的数的减少(向下计数)的增减控制信号UD，并输出。
[0092] 在增减控制信号UD表示振荡控制信号CNT的数的增加(向上计数)的情况下，计数器电路301在时钟信号CLK的上升定时使振荡控制信号CNT的数增加。在增减控制信号UD表示振荡控制信号CNT的数的减少(向下计数)的情况下，计数器电路301在时钟信号CLK的上升定时使振荡控制信号CNT的数减少。
[0093] 数字比较器302基于振荡控制信号CNT和从阈值发生电路303输出的阈值Nth及增减控制信号UD，将开关控制信号SW输出到开关112和计数器电路301。开关控制信号SW是控制开关112的切换的信号，取表示不进行切换的输出电平“L”和表示进行切换的输出电平“H”的其中一个值。
[0094] 具体地说，在增减控制信号UD表示振荡控制信号CNT的数的增加(向上计数)的情况和增减控制信号UD表示振荡控制信号CNT的数的减少(向下计数)的情况下，数字比较器302进行不同的动作。
[0095] 在增减控制信号UD表示振荡控制信号CNT的数的增加(向上计数)的情况中，数字比较器302比较振荡控制信号CNT和阈值Nth，在振荡控制信号CNT小于阈值Nth的情况下，输出其输出电平为“L”的开关控制信号SW。在振荡控制信号CNT为阈值Nth以上的情况下，数字比较器302输出其输出电平为“H”的开关控制信号SW。
[0096] 在增减控制信号UD表示振荡控制信号CNT的数的减少(向下计数)的情况中，数字比较器302比较振荡控制信号CNT和阈值Nth，在振荡控制信号CNT为阈值Nth以上的情况下，输出其输出电平为“L”的开关控制信号SW。在振荡控制信号CNT小于阈值Nth的情况下，数字比较器302输出其输出电平为“H”的开关控制信号SW。
[0097] 阈值发生电路303设定阈值Nth，并输出到数字比较器302。阈值Nth根据电流值控制电路113中的电流值的可控制的范围和电阻值控制电路114中的电阻值的可控制的范围来设定。此外，在增减控制信号UD表示振荡控制信号CNT的数的增加(向上计数)的情况和增减控制信号UD表示振荡控制信号CNT的数的减少(向下计数)的情况下，阈值发生电路303输出不同的阈值。
[0098] 例如，在增减控制信号UD表示振荡控制信号CNT的数的增加(向上计数)，并控制电流值的情况下，阈值Nth被设定为NI，在控制电阻值的情况下，阈值Nth被设定为NR。此外，在增减控制信号UD表示振荡控制信号CNT的数的减少(向下计数)，并控制电流值的情况下，阈值Nth被设定为对应于最小值Imin的电平(即，零)，在控制电阻值的情况下，阈值Nth被设定为对应于最大值Rmax的电平(即，零)。
[0099] 在振荡控制信号CNT表示的控制电平为可控制的范围之外的情况下，判定电路304不输出振荡控制信号CNT。具体地说，判定电路304接受振荡控制信号CNT、开关控制信号SW、时钟信号CLK，在开关控制信号SW表示输出电平为“L”的情况下，在时钟信号CLK的上升定时输出振荡控制信号CNT。此外，在开关控制信号SW表示输出电平为“H”的情况下，判定电路304在输出振荡控制信号CNT后经过了时钟信号CLK表示的1时钟后，不输出发送控制信号CNT。
[0100] 根据图4所示的结构，在输出信号Vosc不振荡的情况下，在电流值控制电路113中的电流值的可控制的范围内分级地增大电流值后，控制信号生成电路111能够输出振荡控制信号CNT，以便在电阻值控制电路114中的电阻值的可控制的范围内进行分级地减小电阻值的控制。此外，在输出信号Vosc振荡的情况下，在电阻值控制电路114中的电阻值的可控制的范围内分级地增大电阻值后，控制信号生成电路111能够输出振荡控制信号CNT，以便在电流值控制电路113中的电流值的可控制的范围内进行分级地减小电流值的控制。
[0101] 接着，说明电流值控制电路113和参考电流源电路101的具体的结构例子。图5是表示实施方式1的电流值控制电路113和参考电流源电路101的第1结构例子的框图。
[0102] 图5所示的参考电流源电路101具有n型MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor；金属氧化物半导体场效应晶体管)403和p型MOSFET404。n型MOSFET403的源极端子连接到地，栅极端子连接到数字模拟转换电路402，漏极端子连接到p型MOSFET404的漏极端子。p型MOSFET404的源极端子连接到电源线，栅极端子连接到p型MOSFET404的漏极端子。p型MOSFET404的栅极端子的电位Vcont输出到RC低通滤波器104。再有，可以将n型MOSFET403和p型MOSFET404的一方或两方作为共源共栅结构，p型和n型的配置也可以相反。此外，MOSFET也可以是其他种类的晶体管。
[0103] 图5所示的电流值控制电路113具有解码电路401、以及数字模拟转换电路402。
[0104] 解码电路401基于振荡控制信号CNT生成数字信号，并输出到数字模拟转换电路402。例如，解码电路401具有表示振荡控制信号CNT所示的计数的数、即电流值的控制电平和对用于输出对应于该控制电平的电流值的n型MOSFET403的栅极端子的电流值控制信号Tcur的数字信号之间的对应关系的表，从该表输出电流值控制信号Tcur的数字信号。
[0105] 数字模拟转换电路402将接受的数字信号转换为电流值控制信号Tcur，并输出到n型MOSFET403的栅极端子。图5所示的电流值控制电路113输出模拟的控制电压作为电流值控制信号Tcur。
[0106] 根据该结构，参考电流源电路101中流过的电流值因电流值控制信号Tcur而变化。例如，在图5所示的结构的情况下，电流值控制信号Tcur越大，流动的电流值越大。而且，若流动的电流值变大，则电位Vcont变小。在电流值控制信号Tcur变小的情况下，成为相反的关系，电位Vcont变大。
[0107] 解码电路401也可以具有存储振荡开始条件和振荡持续条件的存储单元。振荡持续条件变为不振荡的条件的前1个条件(前1个控制电平)，所以也可以具有计算该条件的电路。再有，在控制电阻值的情况下，不是前1个条件，而是当前的条件(当前的控制电平)成为振荡持续条件。
[0108] 接着，说明电流值控制电路113和参考电流源电路101的另一结构例子。图6是表示实施方式1的电流值控制电路113和参考电流源电路101的第2结构例子的框图。
[0109] 如图6所示，电流值控制电路113具有解码电路501。此外，参考电流源电路101具有可变电流电路505和p型MOSFET506。可变电流电路505具有包含n型MOSFET502A、开关503A的电流控制组件504A、由与电流控制组件504A同样的结构构成的电流控制组件504B～504X。
[0110] 解码电路501基于振荡控制信号CNT输出电流值控制信号Tcur。图6所示的解码电路501输出对可变电流电路505具有的开关503A～503X的导通/截止进行控制的信号，作为电流值控制信号Tcur。例如，解码电路501具有表示振荡控制信号CNT所示的计数的数、即电流值的控制电平与控制用于输出对应于该控制电平的电流值的开关503A～503X的导通/截止的信号之间的对应关系的表，从该表输出电流值控制信号Tcur。
[0111] 电流控制组件504A具有的n型MOSFET502A的源极端子连接到地，漏极端子通过开关503A连接到p型MOSFET506的漏极端子。此外，在n型MOSFET502A的栅极端子上，从未图示的偏置电路被施加一定的电位。
[0112] 根据电流值控制信号Tcur，开关503A使n型MOSFET502A的漏极端子和p型MOSFET506的漏极端子导通/不导通。
[0113] 电流控制组件504B～504X的结构与电流控制组件504A是同样的。
[0114] p型MOSFET506的源极端子连接到电源线，栅极端子连接到p型MOSFET506的漏极端子。p型MOSFET506的栅极端子的电位Vcont输出到RC低通滤波器104。
[0115] 再有，可以将n型MOSFET502A～502X和p型MOSFET506的一方或双方设为共源共栅结构，p型和n型的配置也可以相反。此外，开关503A的位置可以在n型MOSFET502A的源极端子和地间，或在栅极端子和未图示的偏置电路间。在栅极端子和偏置电路间设置开关503A的情况下，设置将栅极-源极间的电压复位到约0v的复位开关更好。对于开关503B～503X的位置也是同样。此外，MOSFET也可以是其他种类的晶体管。
[0116] 根据电流值控制信号Tcur，可变电流电路505使连接到p型MOSFET506的电流控制组件504的数变化。
[0117] 根据该结构，参考电流源电路101中流过的电流值因电流值控制信号Tcur而变化。例如，图6所示的结构的情况下，连接到p型MOSFET506的电流控制组件504的数越多，流动的电流值越大。而且，若流动的电流值变大，则电位Vcont变小。在连接到p型MOSFET506的电流控制组件504的数较少的情况下，成为相反的关系，电位Vcont变大。
[0118] 解码电路501也可以具有存储振荡开始条件和振荡持续条件的存储单元。振荡持续条件变为不振荡的条件的前1个条件(前1个控制电平)，所以也可以具有计算该条件的电路。再有，在控制电阻值的情况下，不是前1个条件，而是当前的条件(当前的控制电平)成为振荡持续条件。
[0119] 接着，说明电阻值控制电路114和可变电阻102的具体的结构例子。图7是表示实施方式1的电阻值控制电路114和可变电阻102的第1结构例子的框图。
[0120] 图7所示的可变电阻102具有n型MOSFET603。n型MOSFET603的源极端子连接到参考电流源电路101的输出端子，栅极端子连接到数字-模拟电路602的输出端子，漏极端子连接到RC低通滤波器104的电容103和末端晶体管105的栅极端子。
[0121] 再有，n型MOSFET603也可以置换为p型MOSFET。该情况下，p型MOSFET的漏极端子连接到参考电流源电路101的输出端子，栅极端子连接到数字模拟电路602的输出端子，源极端子连接到RC低通滤波器104的电容103和末端晶体管105的栅极端子。
[0122] 电容103例如也可以是MIM电容、MOM电容、MOS电容。此外，MOSFET也可以是其他种类的晶体管。在以下，说明可变电阻102具有n型MOSFET603，末端晶体管105为p型MOSFET的情况。
[0123] 图7所示的电阻值控制电路114具有解码电路601和数字模拟转换电路602。
[0124] 解码电路601基于振荡控制信号CNT生成数字信号，并输出到数字模拟转换电路602。例如，解码电路601具有表示振荡控制信号CNT所示的计数的数、即电阻值的控制电平与对用于成为对应于该控制电平的电阻值的n型MOSFET603的栅极端子的电阻值控制信号Tres的数字信号之间的对应关系的表，从该表输出电阻值控制信号Tres的数字信号。
[0125] 数字模拟转换电路602将接受的数字信号转换为电阻值控制信号Tres，并输出到n型MOSFET603的栅极端子。图7所示的电阻值控制电路114输出模拟的控制电压，作为电阻值控制信号Tres。
[0126] 根据该结构，可变电阻102的电阻值因电阻值控制信号Tres而变化。例如，图7所示的结构的情况下，电阻值控制信号Tres越大，可变电阻102的电阻值越小。其结果，因从末端晶体管105流过的漏泄电流Ileak和可变电阻102而产生的电压降变小，Vtail变小。在电阻值控制信号Tres变小的情况下，成为相反的关系，Vtail变大。此外，在末端晶体管105为n型MOSFET的情况下，与末端晶体管105为p型MOSFET的情况成为相反的关系。
[0127] 解码电路601也可以具有存储振荡开始条件和振荡持续条件的存储单元。振荡持续条件变为不振荡的条件的前1个条件(前1个控制电平)，所以也可以具有计算该条件的电路。
[0128] 接着，说明电阻值控制电路114和可变电阻102的另一结构例子。图8是表示实施方式1的电阻值控制电路114和可变电阻102的第2结构例子的框图。
[0129] 如图8所示，电阻值控制电路114具有解码电路701。此外，可变电阻102具有电阻组件704A～704X。电阻组件704A具有固定电阻702A和并联地连接到固定电阻702A的开关703A。电阻组件704B～704X与电阻组件704A也为同样的结构。
[0130] 解码电路701基于振荡控制信号CNT输出电阻值控制信号Tres。图7所示的解码电路701输出控制开关703A～703X的导通/截止的信号，作为电阻值控制信号Tres。例如，解码电路701具有表示振荡控制信号CNT所示的计数的数、即电阻值的控制电平和用于成为对应于该控制电平的电阻值的控制开关703A～703X的导通/截止的信号之间的对应关系的表，从该表输出电阻值控制信号Tres。
[0131] 在可变电阻102中，固定电阻702A～702X串联连接。而且，固定电阻702A的两端之中与固定电阻702B不连接侧的一端连接到参考电流源电路101的输出端子，固定电阻702X的两端之中的、与另一个固定电阻不连接侧的一端连接到RC低通滤波器104的电容103和末端晶体管105的栅极端子。
[0132] 开关703A～703X根据电阻值控制信号Tres，切换导通/截止。
[0133] 根据该结构，可变电阻102的电阻值因电阻值控制信号Tres而变化。例如，图8所示的结构的情况下，通过电阻值控制信号Tres接通的开关703A～703X越多，可变电阻102的电阻值越小。其结果，因从末端晶体管105流过的漏泄电流Ileak和可变电阻102产生的电压降变小，Vtail变低。通过电阻值控制信号Tres接通的开关703A～703X越少，成为相反的关系，Vtail越高。此外，在末端晶体管105为n型MOSFET的情况下，与末端晶体管105为p型MOSFET情况成为相反的关系。
[0134] 解码电路701也可以具有存储振荡开始条件和振荡持续条件的存储单元。振荡持续条件变为不振荡的条件的前1个条件(前1个控制电平)，所以也可以具有计算该条件的电路。
[0135] 接着，说明电压控制振荡器107、包络线检测电路108和振荡检测电路110的具体的结构例子。图9A是表示实施方式1的电压控制振荡器107、包络线检测电路108和振荡检测电路110的第1结构例子的框图。在图9A中的电压控制振荡器107中，省略上述说明的参考电流源电路101和可变电阻102的结构。
[0136] 末端晶体管105由p型MOSFET801构成。再有，末端晶体管105也可以由n型MOSFET构成。
[0137] 核心电路106具有包含电感802和可变电容803的LC谐振电路单元804、以及包含2个n型MOSFET805、806的交叉耦合晶体管807。再有，交叉耦合晶体管807可以由2个p型MOSFET构成，也可以由2个p型MOSFET和2个n型MOSFET构成。此外，MOSFET也可以是其他种类的晶体管。
[0138] LC谐振电路单元804是电感802和可变电容803并联连接的结构。可变电容803的电容值由控制信号Tosc设定。
[0139] p型MOSFET801的栅极端子连接到电源线，漏极端子连接到电感802的中点。p型MOSFET801的源极端子连接到RC低通滤波器104的输出端，接受电位Vtail。
[0140] n型MOSFET805和n型MOSFET806的源极端子分别连接到地。n型MOSFET805的栅极端子连接到n型MOSFET806的漏极端子和LC谐振电路单元807的两端之中的一个端子。n型MOSFET805的漏极端子连接到n型MOSFET806的栅极端子和LC谐振电路单元807的两端之中的另一个端子。
[0141] 根据该结构，电压控制振荡器107从n型MOSFET805的漏极端子和n型MOSFET806的漏极端子分别将输出信号Voscp和Voscn输出。输出信号Voscp和Voscn是彼此符号相反的差动信号。
[0142] 包络线检测电路108具有平方电路808和低通滤波器809，连接到电压控制振荡器107的输出端子，接受输出信号Voscp和Voscn。
[0143] 平方电路808将输出信号Voscp和Voscn的其中一方平方所得的信号和将输出信号Voscp和Voscn相乘所得的信号输出到低通滤波器809。在输出信号Voscp和Voscn以规定的频率振荡的情况下，在从平方电路808输出的信号中，包含具有规定的频率的2倍频率的分量和DC分量。
[0144] 低通滤波器809将从平方电路808输出的信号中包含的具有规定的频率的2倍的频率的分量除去，将DC分量Venvp和Venvn输出到振荡检测电路110。再有，DC分量Venvp和Venvn分别对应于由输出信号Voscp和Voscn得到的正的包络线振幅和负的包络线振幅。
[0145] 振荡检测电路110具有比较器810。比较器810接受DC分量Venvp和Venvn，从时钟生成电路109(参照图2)接受时钟信号CLK，输出检测信号DET。
[0146] 比较器810在时钟信号CLK的上升的定时检测DC分量Venvp和Venvn的值，并进行比较。在DC分量Venvp和Venvn没有差的情况下，比较器810使检测信号DET仍为初始值而不变化，在DC分量Venvp和Venvn有差的情况下，使检测信号DET变化。
[0147] 再有，比较器810也可以在时钟信号CLK的下降的定时进行检测和比较。
[0148] 此外，为了避免噪声造成的误动作，也可以使比较器810的输入输出特性具有迟滞性。该情况下，需要使比较器810的初始输出值的设定为“L”或“H”。例如，在比较器810不进行检测和比较的定时(时钟信号CLK的下降的定时等)，也可以将比较器810的输出复位到设定的初始值。根据该结构，也可以应对本实施方式的控制信号生成电路111的第2结构例子。
[0149] 这里，说明图9A所示的电压控制振荡器107、包络线检测电路108、振荡检测电路110中输入输出的信号的一例子。图9B是表示本实施方式中的电压控制振荡器107、包络线检测电路108、振荡检测电路110的输入输出信号波形的一例子的图。
[0150] 如图9B所示，输出信号Voscp和Voscn是彼此符号相反的差动信号。DC分量Venvp和Venvn分别对应于由输出信号Voscp和Voscn得到的正的包络线振幅和负的包络线振幅。在输出信号Voscp和Voscn不振荡的情况下，DC分量Venvp和Venvn是零。此外，输出信号Voscp和Voscn振荡的情况下，DC分量Venvp和Venvn具有彼此符号相反的DC分量。
[0151] 此外，在图9B的时钟信号CLK中，表示2个上升的定时P1和P2。这里，说明定时P1和P2中的比较器810的动作。
[0152] 首先，比较器810在定时P1检测DC分量Venvp和Venvn的值，并比较。图9B的情况下，在定时P1中的DC分量Venvp和Venvn的值中没有差，所以比较器810使检测信号DET仍为初始值零而不变化。
[0153] 接着，比较器810在定时P2检测DC分量Venvp和Venvn的值，并比较。图9B的情况下，在定时P2中的DC分量Venvp和Venvn的值中有差，所以比较器810使检测信号DET从零变化为VD。
[0154] 如以上，在输出信号Voscp和Voscn振荡的情况下，比较器810通过使检测信号DET从零变化为VD，生成表示输出信号Vosc是否振荡的检测信号DET。再有，在上述的说明中，检测信号DET设为了零和VD的2值信号，但本发明不限于此。
[0155] 此外，在上述的说明中，比较器810通过DC分量Venvp和Venvn的值中是否有差而使检测信号DET的值变化，但也可以将DC分量Venvp和Venvn的差和规定的阈值比较，根据比较结果，使检测信号DET的值变化。
[0156] 接着，说明电压控制振荡器107、包络线检测电路108和振荡检测电路110的另一结构例子。图10A是表示实施方式1的电压控制振荡器107、包络线检测电路108和振荡检测电路110的第2结构例子的框图。在图10A中的电压控制振荡器107中，省略上述说明的参考电流源电路101和可变电阻102的结构。此外，在图10A中，对与图9A共同的结构，附加与图9A相同的标号并省略其详细的说明。
[0157] 图10A所示的第2结构例子，具有将图9A所示的第1结构例子中的差动的输出信号Voscp和Voscn转换为单相的输出信号Vosc的差动-单相转换电路901。此外，图10A所示的包络线检测电路108和振荡检测电路110的结构，与图9A所示的结构不同。
[0158] 差动-单相转换电路901将从n型MOSFET805的漏极端子和n型MOSFET806的漏极端子分别输出的差动的输出信号Voscp和Voscn转换为单相的输出信号Vosc。再有，差动-单相转换电路901也可以被设置在包络线检测电路108中。
[0159] 图10A所示的包络线检测电路108具有平方电路902和低通滤波器903，连接到电压控制振荡器107的差动-单相转换电路901的输出端子，接受输出信号Vosc。
[0160] 平方电路902将输出信号Vosc平方，将平方后的输出信号输出到低通滤波器902。在输出信号Vosc以规定的频率振荡的情况下，在平方后的输出信号中，包含具有规定的频率的2倍的频率分量和DC分量。
[0161] 低通滤波器903将平方后的信号包含的具有规定的频率的2倍的频率分量除去，并将DC分量Venv输出到振荡检测电路110。再有，DC分量Venv对应于输出信号Vosc的包络线振幅。
[0162] 振荡检测电路110具有阈值发生电路904和比较器905。阈值发生电路904产生规定的阈值Vth，并输出到比较器905。比较器905接受DC分量Venv和阈值Vth，此外，从时钟生成电路109(参照图2)接受时钟信号CLK，输出检测信号DET。
[0163] 比较器905在时钟信号CLK的上升的定时检测DC分量Venv的值，将阈值Vth和检测出的值比较。在DC分量Venv的值小于阈值Vth的情况下，比较器905使检测信号DET仍为初始值而不变化，在DC分量Venv的值为阈值Vth以上的情况下，使检测信号DET变化。
[0164] 再有，在DC分量Venv的值为阈值Vth以下的情况下，比较器905也可以使检测信号DET仍为初始值而不变化，在DC分量Venv的值大于阈值Vth的情况下，使检测信号DET变化。此外，比较器905也可以在时钟信号CLK的下降的定时进行检测和比较。
[0165] 此外，为了避免噪声造成的误动作，也可以使比较器905的输入输出特性具有迟滞性。该情况下，需要将比较器905的初始输出值的设定设为“L”或“H”。例如，在比较器905不进行检测和比较的定时(时钟信号CLK的下降的定时等)，也可以将比较器905的输出复位到设定的初始值。根据该结构，也能够对应于本实施方式的控制信号生成电路111的第2结构例子。
[0166] 这里，说明在图10A所示的电压控制振荡器107、包络线检测电路108、振荡检测电路110中输入输出的信号的一例子。图10B是表示本实施方式中的电压控制振荡器107、包络线检测电路108、振荡检测电路110的输入输出信号波形的一例子的图。
[0167] 如图10B所示，输出信号Vosc是单相的信号。DC分量Venv对应于输出信号Vosc的包络线振幅。在输出信号Vosc不振荡的情况下，DC分量Venv为零。此外，在输出信号Vosc振荡的情况下，DC分量Venv具有与振荡的振幅相应的大小的DC分量。此外，在DC分量Venv中，表示了阈值Vth。
[0168] 此外，在图10B的时钟信号CLK中，表示了3个上升的定时P1、P2、P3。这里，说明定时P1、P2、P3中的比较器905的动作。
[0169] 首先，比较器905在定时P1检测DC分量Venv的值，将阈值Vth和检测出的值比较。图10B的情况下，定时P1中输出信号Vosc不振荡，所以DC分量Venv为零。因此，定时P1中的DC分量Venv的值小于阈值Vth，所以比较器905使检测信号DET仍为初始值零而不变化。
[0170] 接着，比较器905在定时P2检测DC分量Venv的值，将阈值Vth和检测出的值比较。图10B的情况下，尽管定时P2中输出信号Vosc振荡，但振荡的振幅小。因此，定时P2中的DC分量Venv小于阈值Vth，所以比较器905使检测信号DET仍为初始值零而不变化。
[0171] 接着，比较器905在定时P3检测DC分量Venv的值，将阈值Vth和检测出的值比较。图10B的情况下，在定时P3中输出信号Vosc以大的振幅振荡。因此，定时P3中的DC分量Venv为阈值Vth以上，所以比较器905使检测信号DET从零变化为VD。
[0172] 如以上，在输出信号Vosc振荡的情况下，通过使检测信号DET从零变化为VD，比较器905生成表示输出信号Vosc是否振荡的检测信号DET。再有，在上述的说明中，检测信号DET设为零和VD的2值信号，但本发明不限定于此。
[0173] 以上，根据本实施方式中说明的振荡信号生成电路的结构，通过将具有电阻和电容的滤波器插入到电压控制振荡器中，能够降低对输出信号的相位噪声，并且通过控制滤波器具有的电阻的电阻值，能够将控制振荡条件的校准的范围扩宽。
[0174] 再有，本实施方式中说明的振荡信号生成电路也可以具有存储振荡开始条件和/或振荡持续条件的存储器和寄存器等的存储单元。
[0175] (实施方式2)
[0176] 一般地，有因核心电路中流过的电流的值，在核心电路中产生的寄生电容等变化的情况。其结果，来自电压控制振荡电路的输出信号有可能在期望的振荡频率的范围不振荡。本实施方式的振荡信号生成电路采用进行控制以使输出信号在期望的振荡频率的范围振荡的结构。将本实施方式中的振荡频率的范围的确认和控制的一系列的环称为频率范围控制环。
[0177] 图11是表示本实施方式的振荡信号生成电路的结构例子的框图。再有，在图11中，对与图2共同的结构，附加与图2相同的标号并省略其详细的说明。
[0178] 图11所示的电压控制振荡器1007具有在图2所示的电压控制振荡器107中，将核心电路106置换为核心电路1006的结构。此外，校准电路1017具有在图2所示的校准电路115中，控制信号生成电路111被置换为控制信号生成电路1011，此外，追加了频率调整电路1015和频率判定电路1016的结构。
[0179] 除了图2中说明的控制信号生成电路111的结构，控制信号生成电路1011还具有将控制信号TF输出到频率调整电路1015和频率判定电路1016的结构。对于频率调整电路1015和频率判定电路1016，控制信号TF是使振荡频率的范围的控制开始的信号。在检测出振荡持续条件后，控制信号生成电路1011将控制信号TF输出到频率调整电路1015和频率判定电路1016。
[0180] 频率调整电路1015接受从核心电路1006输出的输出信号Vosc，例如，按照预先确定的顺序调谐内部具有的分频器的分频、或参考频率源，将控制信号Tosc输出到核心电路1006和频率判定电路1016。
[0181] 频率判定电路1016接受控制信号Tosc，基于控制信号Tosc是否为一定值，判定是否满足振荡频率范围。在控制信号Tosc为一定值的情况下，表示振荡频率稳定。在对于期望的振荡频率范围的全部振荡频率，控制信号Tosc为一定值的情况下，频率判定电路1016判定为输出信号Vosc满足振荡频率范围。在另一方面，在判定为输出信号Vosc不满足振荡频率范围的情况下，频率判定电路1016将频带切换控制信号Tband输出到核心电路1006。
[0182] 核心电路1006具有电容值可变的可变电容，根据频带切换控制信号Tband变更电容值。通过变更核心电路1006的可变电容的电容值，图11所示的振荡信号生成电路能够变更振荡频率。
[0183] 根据以上说明的结构，在输出信号Vosc振荡之后，本实施方式的振荡信号生成电路能够变更输出信号Vosc的振荡频率，以使其在期望的振荡频率的范围中振荡。将以使在期望的振荡频率的范围振荡来控制的电容值称为振荡频率条件。
[0184] 再有，在进行振荡频率的范围的控制的期间，有不满足振荡持续条件的(即，输出信号Vosc的振荡停止)情况。该情况下，需要进行用于使输出信号Vosc振荡的控制。
[0185] 例如，频率判定电路1016基于控制信号Tosc、控制信号TF，将表示校准电路1017的控制的状态的控制信号FDET输出到控制信号生成电路1011。
[0186] 具体地说，首先，在初始状态(即，进行用于使振荡开始的控制环(振荡控制环)的状态)，频率判定电路1016将表示执行振荡控制环的控制信号FDET输出到控制信号生成电路1011。
[0187] 在接受了控制信号TF的情况下，频率判定电路1016判定输出信号Vosc是否满足振荡频率范围。在输出信号Vosc未满足振荡频率范围的情况下，频率判定电路1016将表示执行频率范围控制环的控制信号FDET输出到控制信号生成电路1011。
[0188] 在确认了输出信号Vosc的振荡停止了的情况下，频率判定电路1016将表示从频率范围控制环返回到振荡控制环的控制信号FDET输出到控制信号生成电路1011。
[0189] 在接受了表示返回到振荡控制环的控制信号FDET的情况下，控制信号生成电路101返回到用于使振荡开始的控制环(振荡控制环)，控制电流值或电阻值。然后，在再次检测出振荡持续条件后，控制信号生成电路1011将控制信号TF输出到频率调整电路1015和频率判定电路1016，使频率范围控制环再次开始。然后，当判定为输出信号Vosc在期望的振荡频率的范围中振荡的情况下，频率判定电路1016将表示控制结束的控制信号FDET输出到控制信号生成电路1011。
[0190] 以上，根据本实施方式中说明的振荡信号生成电路的结构，通过反复进行频率范围控制环和振荡控制环，能够满足期望的频率范围(即，振荡频率条件)和振荡条件(振荡持续条件)，并且还能够抑制相位噪声。
[0191] 再有，本实施方式中说明的振荡信号生成电路，也可以具有存储振荡开始条件、振荡持续条件、振荡频率条件的存储器和寄存器等的存储单元。
[0192] 再有，各实施方式中的校准电路也可以是与电压控制振荡器一起安装在LSI等的半导体集成电路中的结构。此外，各实施方式中的校准电路也可以是安装在与电压控制振荡器不同的LSI等的半导体集成电路中的结构。
[0193] 在以上说明的各实施方式中，校准电路是与电压控制振荡器成为一体的结构，但校准电路也可以以单体方式进行电压控制振荡器的校准。例如，也可以将制造后的电压控制振荡器连接到校准电路，确定作为振荡条件的电流值和电阻值。根据该结构，能够控制制造后的电压控制振荡器的合格率。
[0194] 本发明的振荡信号生成电路适合用于在超过100GHz的高频带中动作的雷达装置和通信装置。
[0195] 标号说明
[0196] 100 振荡信号生成电路
[0197] 101、1101 参考电流源电路
[0198] 102 可变电阻
[0199] 103 电容
[0200] 104、1102 RC低通滤波器
[0201] 105、1103 末端晶体管(tail transistor)
[0202] 106、1006 核心电路
[0203] 107、1007 电压控制振荡器
[0204] 108 包络线检测电路
[0205] 109 时钟生成电路
[0206] 110 振荡检测电路
[0207] 111、1011 控制信号生成电路
[0208] 112、503A～503X、703A～703X 开关
[0209] 113 电流值控制电路
[0210] 114 电阻值控制电路
[0211] 115、1017 校准电路
[0212] 201、301 计数器电路
[0213] 202、302 数字比较器
[0214] 203、303、904 阈值发生电路
[0215] 204、304 判定电路
[0216] 305 增减切换电路
[0217] 401、501、601、701 解码电路
[0218] 402、602 数字模拟转换电路
[0219] 403、502A～502X、603、805、806 n型MOSFET
[0220] 404、506、801 p型MOSFET
[0221] 504A～504X 电流控制组件
[0222] 505 可变电流电路
[0223] 702A～702X 固定电阻
[0224] 704A～704X 电阻组件
[0225] 802 电感
[0226] 803 可变电容
[0227] 804 LC谐振电路单元
[0228] 807 交叉耦合晶体管
[0229] 808、902 平方电路
[0230] 809、903 低通滤波器
[0231] 810、905 比较器
[0232] 901 差动-单相转换电路
[0233] 1015 频率调整电路
[0234] 1016 频率判定电路
[0235] 1100 电压控制振荡电路
[0236] 1104 交叉耦合晶体管
[0237] 1105 LC谐振电路(LC tank)
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