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一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法

阅读：1047发布：2020-08-29

专利汇可以提供一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明涉及一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法，该电流控制型并网逆变器采用电流闭环控制，该方法包括：S1：并网电流实际值ig经并网电流反馈环得到并网电流参考值S2：ig与求差后得到直流分量检测量Δierror，由Δierror得到直流分量补偿量ΔiADEC；S3：ΔiADEC与电流闭环输出的初始控制电流im 叠加，得到最优控制电流i′m，i′m经SPWM模块产生控制逆变器开关管的控制信号。与现有技术相比，本发明法无需知道逆变器并网系统引入直流分量的原因，投入ADEC控制算法后，不仅能消除并网电流中的直流分量而且还改善了系统的动态性能，保持了原逆变器的控制特性。，下面是一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法，该电流控制型并网逆变器采用电流闭环控制，其特征在于，该方法包括以下步骤：
S1：采集的逆变器输出的并网电流实际值ig经并网电流反馈环得到并网电流参考值S2：ig与求差后得到直流分量检测量Δierror，由Δierror得到直流分量补偿量ΔiADEC；
S3：ΔiADEC与电流闭环输出的初始控制电流im叠加，得到最优控制电流i′m，i′m经SPWM模块产生控制逆变器开关管的控制信号。
2.根据权利要求1所述的一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法，其特征在于，所述步骤S1具体为：
101：并网电流实际值ig与正弦系数ks相乘后经第一积分器得到第一正弦积分量M，第一正弦积分量M经基于额定电网基频周期T的第一延时器得到第二正弦积分量MD，同时，并网电流实际值ig与余弦系数kc相乘后经第二积分器得到第一余弦积分量N，第一余弦积分量N经基于额定电网基频周期T的第二延时器得到第二余弦积分量ND，其中，ks＝2sinθ，kc＝
2cosθ，θ为锁相环输出的相角；
102：获取实部分量Rei和虚部分量Imi，满足以下公式：
式中，Tg为实际电网基频周期；
103：获取并网电流实际值ig的幅值|ig|和相角∠ig，满足以下公式：
104：获取并网电流参考值满足以下公式：
3.根据权利要求1所述的一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法，其特征在于，所述步骤S2中，Δierror依次经过PID控制器、低通滤波器和第二PI控制器得到直流分量补偿量ΔiADEC。
4.根据权利要求3所述的一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法，其特征在于，所述PID控制器的比例系数kp1取值范围为1.3～1.7，PID控制器的积分系数ki1取值范围为130～170，PID控制器的微分系数kD取值范围为18～22。
5.根据权利要求3所述的一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法，其特征在于，所述低通滤波器的低通滤波系数kf取值范围为，低通滤波器的低通滤波周期Tf取值范围为0.008～0.012s。
6.根据权利要求3所述的一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法，其特征在于，所述第二PI控制器的比例系数kp2取值范围为0.08～0.12，第二PI控制器的积分系数ki2取值范围为480～520。
7.根据权利要求1所述的一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法，其特征在于，该电流控制型并网逆变器采用电流双闭环控制，所述电流双闭环控制的过程为：
1)通过锁相环采集得到相角θ，并获取并网电流参考值iref，满足以下公式：
iref＝I*sinθ
式中，I*为并网电流设定值；
2)采集的并网电流实际值与并网电流采样系数Hi2相乘得到第一电流差值；
3)iref与第一电流差值的差值输入第一PI控制器，得到第一电流补偿值；
4)采集的滤波电容电流与电容电流采样系数Hi1相乘得到第二电流差值；
5)第一电流补偿值与第二电流差值的差值与电流双闭环比例调节系数k相乘得到初始控制电流im。
8.根据权利要求7所述的一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法，其特征在于，所述步骤1)中，采集的公共并网点电压uPCC与公共并网点电压采样系数Hv相乘后输入到锁相环，得到相角θ。
9.根据权利要求7所述的一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法，其特征在于，所述电流双闭环比例调节系数k取值范围为0.2～0.4。
10.根据权利要求7所述的一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法，其特征在于，所述第一PI控制器的比例系数kp取值范围为0.55～0.8，第二PI控制器的积分系数ki取值范围为990～1200。

说明书全文

一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法

技术领域

[0001] 本发明涉及并网逆变器控制技术领域，尤其是涉及一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法。

背景技术

[0002] 随着光伏并网高效能技术的快速发展，无变压器的非隔离型并网逆变器越来越受到研究人员的关注。由于非隔离型光伏并网逆变器省去了笨重的工频变压器或复杂的高频变压器，系统结构变简单、质量变轻、成本降低并具有相对较高的效率，所以其具有很好的发展前景。然而，无变压器式光伏并网逆变器和电网之间存在直接的电气连接，由此也带来了新的问题，其中直流注入问题是非隔离型并网逆变器的关键技术挑战之一。

[0003] 逆变器向电网注入直流分量会对电网设备和电网中各级变电站产生不良影响，如引发配电网变压器或互感器饱和、变电所接地网腐蚀、过热、跳闸，变电站变压器直流偏磁，铁心磁饱和，损耗增大，输出波形失真等问题。直流分量产生的根本原因是逆变器输出的调制波信号含有一定的直流分量，主要可归结为：1)给定正弦信号波中含有直流分量；2)控制系统反馈通道的零点漂移引起的直流分量；3)脉冲分配及死区形成电路引起的直流分量；4)开关管特性不一致。前两种因素的可能性和实际影响最大，后两种只要设计合理并匹配恰当，影响较小。目前，文献“(1)Yan Q，Wu X，et al.Minimization of the DC Component in transformerless three-phase grid-connected photovoltaic inverters[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2015，30(7)：3984-3997.”和“Buticchi G，Consolini L，Lorenzani E.Active filter for The removal of the DC current component for single-phase power lines[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60(10)：4403-4414.”表明非隔离型并网逆变器的直流分量抑制策略主要有：1)电容隔直法，利用真实或虚拟电容隔离直流分量，但是这种策略会影响逆变器的控制特性；2)基于软件、硬件检测补偿法，其检测方法和检测精度决定了该策略的实际效果；
3)新的逆变器拓扑，在保留原有拓扑结构优点的情况下实现直流分量的抑制，缺点是新拓扑设计实现困难。目前也有部分技术在常用电流双闭环控制型并网逆变器的控制策略基础上，对并网电流直流分量的消除问题进行了研究，但是仍然存在控制策略复杂、通用性弱等问题。

[0004] 综上，现有的并网逆变控制技术存在以下问题：

[0005] 1.无变压器式光伏并网逆变器在向电网输送功率时，逆变器输出电流存在直流偏移的问题。

[0006] 2.电网中的直流分量会对电网设备和电网中各级变电站产生不良影响，如引发配电网变压器或互感器饱和、变电所接地网腐蚀、过热、跳闸，变电站变压器直流偏磁，铁心磁饱和，损耗增大，输出波形失真等问题。

[0007] 3.已有的一些消除直流分量的方法或多或少都存在一些问题，如电容隔直法会影响逆变器的控制特性，而基于软件、硬件的检测补偿法其检测方法和检测精度决定了该策略的实际效果等。

[0008] 4.在不改变逆变器拓扑结构的情况下，对于系统引入直流分量的各种原因，通过控制环都能实现直流分量的动态消除，同时保持原有逆变器的控制特性，已有的研究未具体涉及这一方面。

发明内容

[0009] 本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法，该方法无需知道逆变器并网系统引入直流分量的原因，投入ADEC(Automatic DC component elimination control，自动直流消除)控制算法后，不仅能消除并网电流中的直流分量而且还改善了系统的动态性能，保持了原逆变器的控制特性。

[0010] 本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

[0011] 一种电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法，该电流控制型并网逆变器采用电流闭环控制，该方法包括以下步骤：

[0012] S1：采集的逆变器输出的并网电流实际值ig经并网电流反馈环得到并网电流参考值

[0013] S2：ig与求差后得到直流分量检测量Δierror，由Δierror得到直流分量补偿量ΔiADEC；

[0014] S3：ΔiADEC与电流闭环输出的初始控制电流im叠加，得到最优控制电流i′m，i′m经SPWM模块产生控制逆变器开关管的控制信号。

[0015] 所述步骤S1具体为：

[0016] 101：并网电流实际值ig与正弦系数ks相乘后经第一积分器得到第一正弦积分量M，第一正弦积分量M经基于额定电网基频周期T的第一延时器得到第二正弦积分量MD，同时，并网电流实际值ig与余弦系数kc相乘后经第二积分器得到第一余弦积分量N，第一余弦积分量N经基于额定电网基频周期T的第二延时器得到第二余弦积分量ND，其中，ks＝2sinθ，kc＝2cosθ，θ为锁相环输出的相角；

[0017] 102：获取实部分量Rei和虚部分量Imi，满足以下公式：

[0018]

[0019]

[0020] 式中，Tg为实际电网基频周期；

[0021] 103：获取并网电流实际值ig的幅值|ig|和相角∠ig，满足以下公式：

[0022]

[0023]

[0024] 104：获取并网电流参考值满足以下公式：

[0025]

[0026] 所述步骤S2中，Δierror依次经过PID控制器、低通滤波器和第二PI控制器得到直流分量补偿量ΔiADEC。

[0027] 所述PID控制器的比例系数kp1取值范围为1.3～1.7，PID控制器的积分系数ki1取值范围为130～170，PID控制器的微分系数kD取值范围为18～22。

[0028] 所述低通滤波器的低通滤波系数kf取值范围为，低通滤波器的低通滤波周期Tf取值范围为0.008～0.012s。

[0029] 所述第二PI控制器的比例系数kp2取值范围为0.08～0.12，第二PI控制器的积分系数ki2取值范围为480～520。

[0030] 该电流控制型并网逆变器采用电流双闭环控制，所述电流双闭环控制的过程为：

[0031] 1)通过锁相环采集得到相角θ，并获取并网电流参考值iref，满足以下公式：

[0032] iref＝I*sinθ

[0033] 式中，I*为并网电流设定值；

[0034] 2)采集的并网电流实际值与并网电流采样系数Hi2相乘得到第一电流差值；

[0035] 3)iref与第一电流差值的差值输入第一PI控制器，得到第一电流补偿值；

[0036] 4)采集的滤波电容电流与电容电流采样系数Hi1相乘得到第二电流差值；

[0037] 5)第一电流补偿值与第二电流差值的差值与电流双闭环比例调节系数k相乘得到初始控制电流im。

[0038] 所述步骤1)中，采集的公共并网点电压uPCC与公共并网点电压采样系数Hv相乘后输入到锁相环，得到相角θ。

[0039] 所述电流双闭环比例调节系数k取值范围为0.2～0.4。

[0040] 所述第一PI控制器的比例系数kp取值范围为0.55～0.8，第二PI控制器的积分系数ki取值范围为990～1200。

[0041] 与现有技术相比，本发明具有以下优点：

[0042] 1)ADEC控制算法无需了解系统引入直流分量的原因，只需在原有并网逆变器控制结构的基础上，投入ADEC控制算法，ADEC控制算法的输出作为SPWM调制信号的一部分，就能够消除各种原因所导致的系统并网电流直流注入问题，实现并网电流的标准正弦化。

[0043] 2)ADEC控制算法只需要获取并网电流的参考电流，使其与并网电流的实际值做差，包含直流信息的偏差量经过低通滤波器滤波和PI控制器调节后，作为系统并网电流直流分量的补偿量送入系统，来进行动态补偿直至消除系统的直流分量，使得并网电流实现标准正弦化，达到并网标准。其中参考电流的获取只需要并网电流和PLL的输出相角，与逆变器内部控制结构无关，因此该方法具有广泛的应用性和普遍的适用性。

[0044] 3)通过稳定性分析表明ADEC控制算法的引入不改变原电流控制型逆变器的控制特性，对原系统的稳定性没有影响。

[0045] 4)提高系统的动态性能，保证功率因数。

[0046] 5)可以作为外部增设设备使用，具有投切方便，即插即用的特点。附图说明

[0047] 图1为本发明中电流控制型并网逆变器模型的整体示意图；

[0048] 图2为本发明ADEC控制算法具体控制结构图；

[0049] 图3为加入ADEC控制算法的传统电流控制型并网逆变器的控制方框图；

[0050] 图4为图3的等效控制方框图；

[0051] 图5为并网电流参考值含有直流分量的仿真结果示意图；

[0052] 其中，图(5a)为并网电流参考值中注入的直流分量与ADEC控制算法检测并网电流输出的直流分量的波形对比示意图，图(5b)为对应图(5a)的初始电网电压与并网电流的波形对比示意图，图(5c)为对应图(5a)的初始并网电流的波形示意图，图(5d)为对应图(5a)的投切ADEC控制算法前后并网电流输出的直流分量分布情况示意图，图(5e)为对应图(5a)的投切ADEC控制算法前后电网电压与并网电流的波形对比示意图，图(5f)为对应图(5a)的投切ADEC控制算法前后并网电流的波形示意图；

[0053] 图6为电容电流测量误差导致直流分量的仿真结果示意图；

[0054] 其中，图(6a)为在电容电流测量过程中注入直流分量的波形示意图，图(6b)为对应图(6a)的初始并网电流所含直流分量的分布情况示意图，图(6c)为对应图(6a)的投切ADEC控制算法前后并网电流输出的直流分量分布情况示意图；

[0055] 图7为逆变桥开关元件动作不一致导致直流分量的仿真结果示意图；

[0056] 其中，图(7a)为逆变桥开关元件动作不一致时初始并网电流中所含直流分量的分布情况示意图，图(7b)为对应图(7a)的投切ADEC控制算法前后并网电流输出的直流分量分布情况示意图；

[0057] 图8为不同原因注入直流分量的仿真结果示意图；

[0058] 其中，图(8a)为不同原因注入直流分量下的初始并网电流中所含直流分量的分布情况示意图，图(8b)为对应图(8a)的初始电网电压和并网电流的波形对比示意图，图(8c)为对应图(8a)的初始并网电流的波形示意图，图(8d)为对应图(8a)的在投入ADEC控制算法前后并网电流所含直流分量的分布情况示意图，图(8e)为对应图(8a)的投入ADEC控制算法前后电网电压和并网电流的波形对比示意图，图(8f)对应图(8a)的投入ADEC控制算法后并网电流的波形示意图。

具体实施方式

[0059] 下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

[0060] 如图1所示，电流控制型并网逆变器包括由四个开关管Q1-Q4构成的逆变器，逆变器的输入端连接输入电源，逆变器的输出端经LCL型滤波电路连接公共并网点PCC，LCL型滤波电路由逆变桥侧滤波电感L1、滤波电容C和并网侧滤波电感L2构成，图1中，ug为电网电压，Udc为直流电源电压，uinv为逆变桥输出电压，ic为滤波电容电流，ig为逆变器输出的并网电流实际值，uPCC为公共并网点电压。

[0061] 假设在某一时刻，并网电流实际值ig(下面简称并网电流)含有直流分量，表达式如式(1)所示。

[0062]

[0063] 其中，id表示并网电流直流分量，Ig为并网电流中正弦分量的有效值，表示ug和ig之间的相角差。在ADEC(Automatic DC component elimination control，自动直流消除)控制环节中，需要获得并网电流ig反馈环的作为参考电流的并网电流参考值表达式如式(2)所示，参考电流计算方法如图2所示。

[0064]

[0065] 由图2可知：

[0066]

[0067] 其中，T＝Tg+ΔT，T为额定电网基频周期，T＝2π/ω＝1/f，ω为额定电网基频角速度，f为额定电网基频频率，Tg为实际电网基频周期，Tg＝2π/ωg＝1/fg，ωg为实际电网基频角速度，fg为实际电网基频频率，ΔT为时间差值。

[0068] 当ΔT为0时，M经过一个延时器的T延迟环节，得到的延时分量记MD，M与MD作差可求得：

[0069]

[0070] 因此，由式(4)可计算得实部分量Rei。

[0071]

[0072] 同样的，虚部分量Imi的计算推导如下：

[0073]

[0074]

[0075]

[0076] 获得的实部分量和虚部分量可通过式(5)和式(8)求取并网电流ig的幅值|ig|和相角∠ig。

[0077]

[0078]

[0079] 因此，可根据式(9)和(10)求得参考电流式(2)。

[0080] 由此可推得Δierror为：

[0081] Δierror＝-id (11)

[0082] 当id＝0，则Δierror恒等于0，ΔiADEC稳定且为一直流量，不会含有正弦分量；当id>0，则Δierror<0，ΔiADEC通过第二PI(比例积分)控制器减小输出量；当id<0，则Δierror>0，ΔiADEC通过第二PI控制器增大输出量。

[0083] 上述ADEC算法模块的控制环节应用于电流控制型并网逆变器的通用直流分量消除方法如图1和图2所示，包括以下两个控制过程：

[0084] 控制过程一：采用电流双闭环控制输出初始控制电流im，具体为：

[0085] 1)通过锁相环采集得到相角θ，并获取并网电流参考值iref，满足以下公式：

[0086] iref＝I*sinθ

[0087] 式中，I*为并网电流设定值；

[0088] 2)采集的并网电流实际值与并网电流采样系数Hi2相乘得到第一电流差值；

[0089] 3)iref与第一电流差值的差值输入第一PI控制器，得到第一电流补偿值，其中第一PI控制器如图1中“PI”控制框图所示；

[0090] 4)采集的滤波电容电流与电容电流采样系数Hi1相乘得到第二电流差值；

[0091] 5)第一电流补偿值与第二电流差值的差值与电流双闭环比例调节系数k相乘得到初始控制电流im。

[0092] 步骤1)中，采集的公共并网点电压uPCC与公共并网点电压采样系数Hv相乘后输入到锁相环，得到相角θ。

[0093] 电流双闭环比例调节系数k取值范围为0.2～0.4，第一PI控制器的比例系数kp取值范围为0.55～0.8，第二PI控制器的积分系数ki取值范围为990～1200。

[0094] 控制过程二：由ADEC算法模块输出直流分量补偿量ΔiADEC，ΔiADEC与初始控制电流im同时输入SPWM(正弦波脉冲宽度调制)模块，实现动态补偿直至消除系统的直流分量，使得并网电流实现标准正弦化，达到并网标准，具体为：

[0095] S1：采集的逆变器输出的并网电流实际值ig经并网电流反馈环得到并网电流参考值

[0096] S2：ig与求差后得到直流分量检测量Δierror，由Δierror得到直流分量补偿量ΔiADEC；

[0097] S3：ΔiADEC与电流闭环输出的初始控制电流im叠加，得到最优控制电流i′m，i′m经SPWM模块产生控制逆变器开关管的控制信号。

[0098] 步骤S1具体为：

[0099] 101：并网电流实际值ig与正弦系数ks相乘后经第一积分器得到第一正弦积分量M，第一正弦积分量M经基于额定电网基频周期T的第一延时器得到第二正弦积分量MD，同时，并网电流实际值ig与余弦系数kc相乘后经第二积分器得到第一余弦积分量N，第一余弦积分量N经基于额定电网基频周期T的第二延时器得到第二余弦积分量ND，其中，ks＝2sinθ，kc＝2cosθ，θ为锁相环输出的相角，两个延时器如图2中“Delay T”控制框图所示；

[0100] 102：获取实部分量Rei和虚部分量Imi，满足以下公式：

[0101]

[0102]

[0103] 式中，Tg为实际电网基频周期；

[0104] 103：获取并网电流实际值ig的幅值|ig|和相角∠ig，满足以下公式：

[0105]

[0106]

[0107] 104：获取并网电流参考值满足以下公式：

[0108]

[0109] 步骤S2中，Δierror依次经过PID(比例积分微分)控制器、低通滤波器LPF和第二PI控制器得到直流分量补偿量ΔiADEC，其中第二PI控制器如图2中“PI2”控制框图所示。

[0110] PID控制器的比例系数kp1取值范围为1.3～1.7，PID控制器的积分系数ki1取值范围为130～170，PID控制器的微分系数kD取值范围为18～22。低通滤波器的低通滤波系数kf取值范围为，低通滤波器的低通滤波周期Tf取值范围为0.008～0.012s。第二PI控制器的比例系数kp2取值范围为0.08～0.12，第二PI控制器的积分系数ki2取值范围为480～520。通过选取合适的系数数值，使得电流双闭环与ADEC算法模块输出更加准确的ΔiADEC与im，特别地ΔiADEC可以更好地跟踪各种原因引起的直流分量，从而准确地对直流分量进行动态补偿。

[0111] 通过ADEC控制环节，电流控制型并网逆变器的电流偏移问题得到了很好抑制，改善了系统的动态性能，当系统稳态时可以消除并网电流的直流分量。另外，参考电流的获取只需要并网电流和锁相环PLL输出的相角θ，与逆变器内部控制结构无关，因此具有广泛的应用性。

[0112] 引入ADEC控制后是否对传统的电流双闭环并网逆变器的控制特性产生影响，下面对其进行了理论分析。

[0113] 引入ADEC控制策略后，电流双闭环并网逆变器系统的控制方框图如图3所示，Gi(s)为第一PI控制器的传递函数。

[0114] 对图3进行控制方框图的等效变换，可以得到简化的控制方框图如图4所示，其中传递函数G1(s)、G2(s)的表达式如式(12)所示。

[0115]

[0116] 式中，kPWM为逆变器的等效增益系数，s为复变量。

[0117] 由图4可求得并网电流ig的表达式如式(13)所示：

[0118]

[0119] 其中G11(s)的表达式如下所示：

[0120] G11(s)＝k·kPWMGi(s)G1(s)(14)

[0121] 观察式(13)可以看出，等号右侧前两项是系统没有投入ADEC控制策略时，传统的电流双闭环并网逆变器输出的并网电流ig的表达式，在投入ADEC控制策略后，其会存在附加项，增加的表达式结构如式(13)等号右侧的第三项所示。

[0122] 当控制系统进入稳态的时候，可知式(13)中ADEC控制相关项的稳态值为：

[0123]

[0124] 因此，ADEC控制可以消除并网电流中的直流分量并且保持原有电流控制型并网逆变器的优良控制性能。

[0125] 通过仿真实验验证上述理论分析结果，其中，仿真参数如表1：

[0126] 表1

[0127]

[0128] 图1中的标注①所示为：当电流参考值含有直流分量的情况。其中注入的直流分量给定值波形如图(5a)中的实现线所示，而本发明提出的ADEC控制算法检测并网电流ig输出的直流分量分布情况如图(5a)中虚线所示，可以看出本发明提出的ADEC控制算法可以非常精确的检测出系统的直流分量。此时系统的电网电压与并网电流波形如图(5b)、(5c)所示，并网电流明显存在直流偏移的问题。图(5d)给出了系统在0.35s之前未投切ADEC控制算法，在0.35s时投切ADEC时并网电流ig输出的直流分量分布情况，可以看出系统在经过一个短暂的过渡过程后便可以消除ig中的直流分量，使其所含直流分量idc≈0A。此时系统的电网电压与并网电流波形如图(5e)、(5f)所示，在接入ADEC后并网电流会出现大约一个工频周期的波动，而后进入稳态，并网电流ig此时不再含有直流分量，实现了并网电流ig的标准正弦化，解决了直流偏移问题。

[0129] 对于图1中的标注②所示的直流注入情况，其对电流控制型并网逆变器并网电流的影响与图1中的标注1相同，也即与情形1相同。

[0130] 当使用电流互感器测量采样电容电流时，测量元件偏移误差会导致直流分量的产生。这种情形就如同图1中标注③所示注入直流分量的情况。图(6a)给出了在电容电流测量过程中注入直流分量的给定值分布波形，图(6b)给出了电流控制型并网逆变器并网电流ig所含的直流分量idc的分布情况，即使该直流分量很小，但是也会对逆变器并网系统带来不利影响。同时图(6c)给出了系统在0.4s之前未投切ADEC控制算法，在0.4s时投切ADEC时并网电流ig输出的直流分量分布情况，可以看出系统在经过一个短暂的过渡过程后便可以消除ig中的直流分量，使其所含直流分量idc≈0A。

[0131] 当逆变桥中开关元件动作不一致时会引起直流注入问题的发生。这种情况可以等同于在图1标注④中注入直流分量。图7给出了这种情形下的仿真波形。其中注入的直流分量给定值波形与图(6a)的分布情况一致。图(7a)给出了此时并网电流ig中所含直流分量的分布情况，可以看出此时并网电流中含有直流分量，尽管其数值很小。图(7b)给出了系统在0.4s之前未投切ADEC控制算法，在0.4s时投切ADEC时并网电流ig输出的直流分量分布情况，可以看出系统在经过一个短暂的过渡过程后便可以消除ig中的直流分量，使其所含直流分量idc≈0A。

[0132] 由于在实际系统中直流分量的注入不可能是单个原因的注入，而是多个原因叠加在一起的结果。为了验证本发明所提出的ADEC控制策略对多个原因共同作用下的并网电流直流分量具有良好的消除效果，在图1中4个标注位置同时注入直流分量。其中标注1注入的直流分量波形与图(5a)的一致，标注2注入的直流分量波形与图(5a)的相反，标注3和标注4注入的直流分量波形与(6a)的一致。其中ADEC控制策略始终处于投切状态。图(8a)给出了此时并网电流ig中所含直流分量的分布情况。图(8b)、(8c)给出了此时电网电压ug和并网电流ig的波形，可以看出此时并网电流明显出现直流偏移问题。

[0133] 图(8d)给出了在投入ADEC控制策略后，并网电流所含直流分量的分布情况，可以看出此时并网电流中几乎不再含有直流分量，除了在注入直流分量给定值出现阶跃跳变时，才会导致并网电流出现微小的波动。从图(8e)、(8f)可以看出在投入ADEC控制策略后，并网电流不再出现直流偏移问题，实现了直流分量的消除，完成了并网电流的标准正弦化。

[0134] 通过上述的仿真实验证明：ADEC控制算法只需要获取并网电流的参考值，使其与并网电流的实际值做差，包含直流信息的偏差量经过低通滤波器LPF滤波和第二PI控制器调节后，作为系统并网电流直流分量的补偿量送入原控制系统，来进行动态补偿直至消除系统的直流分量，使得并网电流实现标准正弦化，达到并网标准。其中并网电流参考值的获取只需要并网电流和PLL的输出相角θ，与逆变器内部控制结构无关，因此该方法具有广泛的应用性和普遍的适用性。

[0135] 本发明方法具有优点与效果：

[0136] 1)ADEC控制算法无需了解系统引入直流分量的原因，只需在原有并网逆变器控制结构的基础上，投入ADEC控制算法作为SPWM调制信号的一部分，就能够消除各种原因所导致的系统并网电流直流注入问题，实现并网电流的标准正弦化。

[0137] 2)通过稳定性分析表明ADEC控制算法的引入不改变原逆变器的控制特性，对原系统的稳定性没有影响。

[0138] 3)可以作为外部增设设备使用，具有投切方便，即插即用的特点。

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