减少信道估计时的延迟的方法和设备
阅读：1029发布：2020-11-08
专利汇可以提供减少信道估计时的延迟的方法和设备专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且描述一种 信号 处理器和用以减少信道估计时的延迟的 信号处理 方法。在所述方法中，执行以下操作：在信号处理器(200)处接收信号；在频域中用一维1D 频率 滤波器 (304)根据所接收的信号估计第一信道以生成中间输出；解码所述中间输出(406)以生成已解码中间输出；用二维2D滤波器(100)根据所述已解码中间输出来估计(414、418)至少第二信道以产生最终输出(420)。，下面是减少信道估计时的延迟的方法和设备专利的具体信息内容。
1.一种用以减少用于信道估计的时间延迟的信号处理的方法，其特征在于，包括：
在信号处理器(200)处接收信号；
在频域中用一维1D频率滤波器(304)从所接收的信号估计第一信道(404)以生成中间输出；
解码所述中间输出(406)以生成已解码中间输出；
用二维2D滤波器(100)从所述已解码中间输出来估计(414、418)至少第二信道以产生最终输出(420)。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括用2D滤波器估计所述第一信道，同时用1D滤波器估计所述第一信道，以生成所述中间输出。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，如果所述1D滤波器对所述第一信道的所述估计(300)不成功，那么使用所述2D滤波器(100)的信道估计输出作为所述中间输出。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，使用循环冗余检查CRC检查所述1D信道估计的成功。
5.根据在前的任一项权利要求所述的方法，其特征在于，所述2D滤波器(100)使用时域和频域中的滤波系数估计所述第二信道。
6.根据在前的任一项权利要求所述的方法，其特征在于，所述信号是数字调幅广播DRM信号，其包括来自包括以下各项的群组的两个或多于两个信道：快速访问信道FAC、服务描述信道SDC和主服务信道MSC。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，对所述信号的所述FAC执行所述1D频率滤波(304)。
8.根据权利要求6或权利要求7所述的方法，其特征在于，所述SDC和所述MSC中的至少一个是使用所述2D滤波器(100)滤波的第二信道。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述SDC和所述MSC由所述2D滤波器(100)依序滤波。
10.一种广播无线电接收器(200)，其特征在于，包括：
信号检测器(216)；
一维(1D)信道估计器(224、300)，其包括用于在频域中对所述信号的第一信道进行滤波的一维1D频率方向滤波器(304)以及用于在时域和频域中对所述第一信道进行滤波的二维2D信道估计器(100)，所述1D和2D信道估计器被配置成用于从所述信号检测器接收输入信号以在滤波之后产生中间输出，
交换机(308)，其被配置成在用于所述第一信道的所述1D和2D信道估计器的所述输出之间交换，因此所述第一信道中间输出可进行另外的信号处理；
均衡器和/或解码器组件(226、228)，其连接到所述交换机以用于处理所述中间输出，第二二维2D信道估计器(100)，其连接到所述均衡器/解码器且被配置成根据已解码中间输出来估计至少第二信道，
和信号输出单元(232)，其连接到所述2D滤波器以从所述2D滤波器输出最终信号。
减少信道估计时的延迟的方法和设备
技术领域
背景技术
[0002] 数字无线电世界范围(DRM)是一种如在以下中所描述的用于以低于30MHz的频率进行无线电广播的国际标准(用于印度、俄罗斯、南非、巴西等)：‘DRM：系统规范，ETSI ES 201 980 V4.1.1(2014-01)’。在标准DRM系统中，存在三个信道：主服务信道(MSC)，其携载经多路复用音频和数据信号；服务描述信道(SDC)，其携载解码MSC所需的信息；和快速访问信道(FAC)，其携载SDC/MSC的OFDM(正交频分多路复用)性质和配置信息。如由DRM标准指定，FAC始终为4-QAM且因此更不会受衰减影响。通常，DRM具有四个传输模式；A、B、C和D。模式A用于中波和长波频率，使用地波传播以实现局部广播。模式B用于单跳、短波广播且常用于欧洲。模式C用于短波上的长路径多跳广播，且模式D用于接近竖直入射天波(NVIS)广播。
[0003] 标准无线电接收器系统具有天线，所述天线连接到调谐器以用于接收无线电信号，且来自无线电接收器的输出是音频信号和/或经显示信息(文本或图片)。对于已知系统，所接收的信号可为调幅(AM)、调频(FM)或数字信号。所接收的信号将由硬件电路、硬件块和用于播放音频和/或显示文本信息的相关联软件模块的组合解码。基带处理器(通常是数字信号处理器)将包含软件和专用硬件以实现用于解码无线电信号以及提取音频和/或文本/图片信息的基带算法。控制处理器(通常为主机处理器)将通过执行总体协调而实行所有控制功能以用于播放无线电台，例如：
[0004] ·将调谐命令发送到调谐器，和验证调谐器回复以确认调谐可操作。
[0006] ·通过基带处理器将已解码无线电信号转发到控制处理器以实现音频解码。
[0007] ·将最终已解码信号流式传输到扬声器或其它输出端。
[0008] 接收器的存储器和硬件电路结合处理器或调谐器工作以用于达到模块的软件实现和/或执行如由硬件块指定的功能。
[0009] 音频时间(TTA)是用于基准测试无线电特性的众所周知的标准度量且被限定为从无线电接收无线电信号/数据的时刻到可听信号在扬声器处播放的时间所花费的持续时间。此领域中的标准将指定最小可接受TTA。
[0010] 音频时间(TTA)通常包括以下参数：
[0011] 1.调谐器延迟：这是众所周知的且大体上无需考虑。
[0012] 2.内部接收器信号处理，其包括信号检测、补偿传播信道效应的DRM传输信号的估计。
[0013] 3.外部接收器信号处理：用以检索经编码音频数据的信道解码。
[0014] 4.音频解码器：解码经编码音频数据。
[0015] 5.音频呈现延迟：将数字样本呈现给扩音器输出端时的延迟。这也是众所周知的且无需考虑。
[0016] 图1示出用于无线电接收器的现有技术信道估计器100，所述现有技术信道估计器100在信号处理时使用维纳信道估计。如所示出，信号101从快速傅里叶变换单元(未示出)在信道估计器100处被接收。信道估计器100包括二维(2D)维纳滤波器，所述二维维纳滤波器被分成两个独立组件：时间方向一维(1D)滤波器102和频率方向一维(1D)滤波器104。时间和频率方向滤波系数由维纳估计分别在106和108处计算。
[0017] 信道估计是基于通过固定长度自适应维纳滤波在时间和频率方向上进行插值。针对两个方向(时间和频率)的维纳滤波器的计算使用最小均方差(MMSE)方案：
[0018]
[0019]
[0020] 其中：
[0021] h是最优滤波系数，
[0022] p-是如从所接收的信号提取的增益参考估计，
[0023] Rhp-是h与p之间的互相关矩阵，
[0024] Rpp-是p的自相关矩阵，
[0025] I-是Rpp尺寸的单位矩阵，
[0026] SNR-是经估计信噪比。
[0027] 针对时间和频率域独立地估计Rhp和Rpp，且接着执行自回归拟合(使用列文森-杜宾(levinson-durbin)算法)以估计时域106和接着频域108两者中的信道估计。首先在时间方向上且其次在频率方向上进行插值以达到针对特定信道的信道估计。
[0028] 二维维纳信道估计器是最优而复杂的方案。此处，时间方向1D滤波器和频率方向1D滤波器的滤波长度基于传输模式(A-D)决定。维纳滤波器度量的特定滤波长度在信号处理时引入相当大的延迟。目前，ETSI标准将TTA延迟指定为3.2秒，其中维纳滤波器延迟是重要部分。
[0029] 合乎希望的是具有一种无线电接收器，其中TTA可被降低以满足ETSI标准。
发明内容
[0030] 根据本发明的第一方面，提供一种用以减少用于信道估计的时间延迟的信号处理的方法，包括：
[0031] 在信号处理器处接收信号；
[0032] 在频域中用一维1D频率滤波器从所接收的信号估计第一信道以生成中间输出；
[0033] 解码所述中间输出以生成已解码中间输出；
[0034] 用二维2D滤波器从所述已解码中间输出来估计至少第二信道以产生最终输出。
[0035] 在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括用2D滤波器估计所述第一信道，同时用1D滤波器估计所述第一信道，以生成所述中间输出。
[0036] 在一个或多个实施例中，如果所述1D滤波器对所述第一信道的所述估计不成功，那么使用所述2D滤波器的信道估计输出作为所述中间输出。
[0037] 在一个或多个实施例中，使用循环冗余检查CRC检查所述1D信道估计的成功。
[0038] 在一个或多个实施例中，所述2D滤波器使用时域和频域中的滤波系数估计所述第二信道。
[0039] 在一个或多个实施例中，所述信号是数字调幅广播DRM信号，其包括来自包括以下各项的群组的两个或多于两个信道：快速访问信道FAC、服务描述信道SDC和主服务信道MSC。
[0040] 在一个或多个实施例中，对所述信号的所述FAC执行所述1D频率滤波。
[0041] 在一个或多个实施例中，所述SDC和所述MSC中的至少一个是使用所述2D滤波器滤波的第二信道。
[0042] 在一个或多个实施例中，所述SDC和所述MSC由所述2D滤波器(100)依序滤波。
[0043] 根据本发明的第二方面，提供一种广播无线电接收器，包括：
[0044] 信号检测器；
[0045] 一维(1D)信道估计器，其包括用于在频域中对所述信号的第一信道进行滤波的一维1D频率方向滤波器以及用于在时域和频域中对所述第一信道进行滤波的二维2D信道估计器，所述1D和2D信道估计器被配置成用于从所述信号检测器接收输入信号以在滤波之后产生中间输出，
[0046] 交换机，其被配置成在用于所述第一信道的所述1D和2D信道估计器的所述输出之间交换，因此所述第一信道中间输出可进行另外的信号处理；
[0047] 均衡器和/或解码器组件，其连接到所述交换机以用于处理所述中间输出，[0048] 第二二维2D信道估计器，其连接到所述均衡器/解码器且被配置成根据已解码中间输出来估计至少第二信道，
[0049] 和信号输出单元，其连接到所述2D滤波器以从所述2D滤波器输出最终信号。
[0050] 在一个或多个实施例中，所述第一和第二2D信道估计器使用时域和频域中的滤波系数估计所述第一和/或第二信道。
[0051] 在一个或多个实施例中，所述2D信道估计器使用以下各项中的一个执行2D信道估计：最小平方估计、均方估计、用于最小均方估计的维纳滤波器。
[0052] 在一个或多个实施例中，所述无线电接收器是适用于以数字调幅广播DRM无线电操作的接收器。
[0054] 将参考图式仅借助于例子描述本发明的另外的细节、方面和实施例。在图式中，相同参考数字用于识别相同或功能上类似的元件。图中的元件为简单和清楚起见被示出且未必按比例绘制。
[0055] 图1示出供无线电接收器使用的现有技术信道估计器；
[0056] 图2示出根据本发明的例子适用的无线电接收器的例子；
[0057] 图3示出供本发明的一些例子使用的信道估计器；
[0058] 图4是一种处理音频信号以用于输出的方法的例子流程图。
具体实施方式
[0059] 用于初始解码无线电信号的1D FAC信道估计的使用导致TTA总体减少。为了避免可能由初始1D FAC信道估计引起的任何缺点，还同时进行2D维纳滤波器信道估计以确保FAC信道估计得以完成，即使1D信道估计不成功。通常，1D滤波器将在FAC信道的同时2D维纳滤波器信道估计之前完成所接收的信号的FAC信道的滤波，原因是2D信道估计具有增加的处理时间。针对FAC信道使用1D估计减少了用于FAC处理的时间(当与2D信道估计相比时)且这导致总体TTA减少。
[0060] 图2示出已适用于并入本发明的改进的信道估计器的无线电接收器200的框图。无线电信号在天线212处被接收，且被传递到调谐器214以用于调谐到优选的广播站，将所接收的信号降频转换到基带频率且将所述信号递送到信号处理单元。信号处理单元是数据处理引擎，所述数据处理引擎处理来自调谐器214的输出数据且对各种不同数据流上的传输进行多路复用。信号处理单元由以下各项组成：信号检测器216、帧定时检测器218、频率估计和校正单元220、快速傅里叶变换(FFT)处理单元222、信道估计器224、均衡器226、解映射器和信道解码器228、音频解码器230和扬声器232。无线电接收器还可包括显示装置(未示出)，所述显示装置用于显示关于音频信号信息或从传输数据解码的信号或任何其它信息，像业务更新。
[0061] 在操作中，信号检测器216将检测来自调谐器214的有效数字无线电信号的存在(如果在调谐器214处未检测到有效信号，那么不再进行另外的信号处理)。当信号检测器216已检测到有效信号时，那么大体上必须校正检测到的信号的正时和频率，从而使得无线电接收器200可恰当地解码所接收的信号。帧定时检测器218从检测器216接收信号且锁定信号的正时传输。频率估计和校正单元220将锁定到所接收的信号的频率。
[0062] 帧定时检测器218以及频率估计和校正单元220通常使用基于相关性的算法操作。帧定时检测器218通过使OFDM符号的保护间隔与跨帧的符号的有用部分相关和搜索最大相关而识别帧的起点。频率估计和校正将基于向量与时间参考和增益参考载波的已知相之间的相关性，其中所有载波呈在帧内的频域中的符号形式。接着补偿此估计的频率偏移。
[0063] 在频率估计和校正之后，信号穿过FFT处理器单元222且接着传递到信道估计器224上。信道估计器224将依序估计FAC、SDC和MSC三个逻辑信道中的每一个的信道增益-这是信道传播强度以及每个信道的相应传播延迟的因素。通常，信道估计阶段对于FAC信道最长。
[0064] 均衡器226从信道估计器224接收输出且使所接收的信号均衡-均衡器的输出端处的数据通常不含任何信道传播效应。接着在解复用器和信道解码器单元228处处理经均衡数据。此处理阶段允许接收器200导出设置在FAC和SDC上的控制信息，且其后使用此控制信息，在MSC上发送的有效载荷数据变得可用。MSC数据是经编码位流，其由源解码器(音频解码器230)解码以给出形成扬声器232的音频输出的数字样本。
[0065] 图3示出根据本发明的例子实施例适用的改进的信道估计器300的一个例子。信道估计器300将跨频率方向执行插值以用于FAC解码，且频域插值长度将取决于DRM传输模式A、B、C、D。必须首先估计和解码FAC，原因是估计和解码SDC和MSC需要来自此信道的信息。
[0066] 信道估计器300基于增益参考执行信道估计-这些增益参考被称为导频。在初始信道估计已被执行后，信道估计还必须设置在无导频的位置处，且因此进行信道估计的插值以得到所有位置处的信道的估计。2D信道估计高度复杂且需要高计算水平。为了减少复杂度和计算水平，2D信道估计可近似为两个单独的一维信道估计；其中在时域中进行1D信道估计，之后是在频域中进行1D信道估计，或在频域中进行1D信道估计，之后是在时域中进行1D信道估计。
[0067] 在本发明的一例子中，1D信道估计器300和2D信道估计器100同时估计FAC信道。通常，1D信道估计器将提供比标准2D估测器100更快的信道估计。首先，交换机308将在从1D信道估计器300选择输出的位置中。如果FAC的1D信道估计不成功(如由标准循环冗余检查CRC技术检查)；那么交换机308将接着从2D信道估计器100选择FAC输出。
[0068] 信道估计器300可被分成两个1D滤波器：时域滤波器302和频域滤波器304。通过最小化均方误差(MMSE)实现1D插值滤波。在本发明的一例子中，滤波器优选地是维纳滤波器，但还可使用其它滤波器，所述其它滤波器基于比方说最小平方分析、相关性技术或其它统计方法执行滤波。
[0069] 1抽头滤波系数用于时域302中，因此在信道估计器300中的时域302中不进行插值。有效地，1抽头滤波系数是用于FAC估计的已知参数，且对此无需计算。
[0070] 对于特定传输模式，滤波器延迟将为滤波器抽头的数目的一半。对于2D滤波，延迟是时域中的滤波器抽头的数目与频域中的滤波器抽头的数目的乘积的一半。
[0071] 在一例子中，对于DRM传输的模式A：
[0072] 时间方向上的抽头数＝4
[0073] 频率方向上的抽头数＝10
[0074] 因此总延迟＝(4*10)/2＝20
[0075] 总时间延迟＝20个符号＝20*26.66ms＝533msec
[0076] 上述说明是针对使用2D信道估计器100的FAC估计且因此FAC信道估计时的总延迟是533ms。
[0077] 使用信道估计器300，时间方向滤波器是1抽头滤波系数302(有效地为设定参数)且因此维纳估计仅用于频率方向306以计算滤波系数。这在以下例子中示出：
[0078] 就1抽头而言
[0079] 时间方向上的抽头数＝1
[0080] 频率方向上的抽头数＝10
[0081] 因此总延迟＝1*10/2＝5
[0082] 总时间延迟＝5*26.66＝133msec
[0083] 因此净节省＝(533-133)＝400msec
[0084] 如所示出，使用信道估计器300可使用于估计FAC信道的时间减少400ms。
[0085] 信号处理将在信道估计器、均衡器且接着在解码器中进行，且插值是针对FAC、SDC和MSC。
[0086] 通过最小化均方误差[MMSE]而实现信道估计(其实时间方向1D滤波器和频率方向1D滤波器的滤波系数)-更通常被称为维纳滤波。
[0087] 在信道估计器300中，单独1D频率方向滤波器304将足以解码FAC-当与使用如图1中所示出的标准信道估计器100进行信号处理相比时，继续以此方式进行将关于总体信道估计时间节省约300到400ms。通过维纳估计在306处计算1D频率方向滤波系数。
[0088] 后续信号处理包括依序SDC和MSC均衡和解码，如图2中所示出。
[0089] 图4示出总体信号处理400中所涉及的在图2和3的信道估计器中发生的各种操作。如所示出，信道估计器300将使用1D信道估计处理FAC输入(以提供对当前无线电台可用的服务的初始快速确定)，接着2D信道估计器100将处理SDC输入(以提供关于服务的更多细节)且随后处理MSC输入。
[0090] 在402处，从FFT处理单元222接收信号且使用信道估计器300对输入信号实行1D频率方向FAC信道估计。当与2D FAC信道估计相比时，1D信道估计减少了FAC信道估计(和因此总体TTA)的时间，同时仍提供可接受的已解码FAC。在FAC信道估计之后，执行FAC的均衡和解码。在406处，检查404中的FAC解码是否成功-通常使用CRC技术。如果解码成功，那么处理继续向前进行到414，同时不对FAC另外处理。针对FAC的成功1D信道估计意味着未必执行针对FAC的2D信道估计，且信号处理可直接继续进行到SDC和MSC的2D信道估计。
[0091] 然而，如果FAC解码的检查示出在406处不成功，那么针对FAC的标准2D维纳信道估计将在408到412处发生。这意味着用于总体信号处理的时间没有降低。在408处，考虑到传输模式，执行2D维纳信道估计。来自408的输出传递到410以用于使用2D信道估计器进行均衡和信道解码。在412处检查FAC解码。如果解码成功，那么方法进行到414，否则方法重复408到412，直到FAC解码成功为止。
[0092] 在414处，使用2D信道估计器执行SDC的均衡和信道解码。在416处，检查SDC解码是否成功，如果成功，那么所述方法传递到418，否则重复414，直到SDC解码成功为止。当SDC解码成功时，输出接着传递到418以用于同样使用2D信道估计器进行MSc信道均衡和解码。在420处，在音频解码器(例如图2的音频解码器230)处接收信号，且阶段的输出是可传输到扬声器或例如显示装置等其它输出端的信号。
[0093] 在本发明的一些例子中，在408到418处的信号处理在平行于用于402到406的1D维纳滤波器设置的2D维纳滤波器中进行。在此情况下，如果基于1D滤波器的信道估计无法成功地解码FAC，那么信号传递到基于2D维纳滤波器的信道估计器以用于FAC解码。通常，在此技术领域中，使用2D维纳滤波器的信道估计是最优方法。然而，例如最小平方、基于相关性和其它统计方法等其它信号处理和2D滤波技术对于信道估计可为可能的
[0095] 用于初始FAC解码的1D信道估计滤波器的使用导致TTA总体减少。1D滤波器的使用不会带来任何缺点，原因是1D滤波器与常规2D维纳滤波器同时运行，且2D维纳滤波器具有输出延迟，在所述输出延迟之前1D滤波器及其随附机构将以其首次FAC解码尝试而完结。
[0096] 上述方法已被示出以达到比当前针对ETSI标准指定的值更好的TTA值。当前指定的标准值是3.2秒且上文所描述的技术将此降至3.0秒。
[0098] 当与用于信号处理的现有方案相比时，如在图4中所概述的使用图3的信道估计器的信道估计方法使得MIPS(每秒百万条指令)和存储器占用量仅少量增加。此方法还允许大大减少滤波器复杂性。如先前所提及，DRM具有四个传输模式：A、B、C和D。使用本发明针对每个模式的MIPS改变如下：
[0099] 模式A[4x10+1x10]对4x10；
[0100] 模式B[6x10+1x10]对6x10；
[0101] 模式C[10x10+1x10]对10x10；和
[0102] 模式D是(10x10+1x10)对(10x10)。
[0103] 因此，在最坏情况下，模式D具有10％净增加。
[0104] 这强调当使用此方法时MIPS的增加为最小且可有效地忽略。换句话说，将此技术并入到信号处理中不会显著增加计算负载。
[0105] 通常，在使用所提出的方法时MIPS或处理时间已增加约10％。注意，对于模式A，增加是25％，但MIPS或处理时间针对最高计算负载情境进行，所述最高计算负载情境在此情况下是模式D。
[0106] 尽管本发明的例子参考DRM无线电单元描述，但可以设想，本文中所描述的概念可应用于其中使用基于维纳滤波器的估计的任何系统。尽管本发明的例子参考DRM无线电单元中的信号处理器描述，但可以设想，在其它例子中，本文中所描述的电路和概念可一般来说同等地应用于信号处理系统。此外，可以设想，本发明的例子不限于如所描述的DRM无线电系统，但概念可同等地应用于任何音频、视频、雷达或其它通信/娱乐系统。
[0107] 本发明的第一方面的例子描述一种信号处理以减少用于信道估计的时间延迟的方法，其包括：在信号处理器处接收信号；在频域中用一维1D频率滤波器根据所接收的信号估计第一信道以生成中间输出；解码所述中间输出(406)以生成已解码中间输出；用二维2D滤波器根据已解码中间输出估计至少第二信道以产生最终输出。
[0108] 在本发明的例子实施例中，所述方法进一步包括用2D滤波器估计所述第一信道，同时用1D滤波器估计所述第一信道以生成所述中间输出。
[0109] 在本发明的例子实施例中，如果所述1D滤波器对所述第一信道的估计(300)不成功，那么使用所述2D滤波器的信道估计输出(100)作为所述中间输出。优选地，使用循环冗余检查CRC来检查所述1D信道估计的成功。
[0110] 在本发明的一例子中，所述2D滤波器使用时域和频域中的滤波系数估计所述第二信道。
[0111] 在另外的优选例子中，信号是数字调幅广播(Digital Radio Mondiale)DRM无线电信号，其包括来自快速访问信道(FAC)、服务描述信道(SDC)和主服务信道(MSC)中的两个或多于两个信道。
[0112] 优选地，在本发明的一例子中，在频域中用所述1D频率滤波器对FAC信号进行滤波，且在所述FAC信道已被滤波之后，使用2D滤波器执行所述SDC和MSC的信道估计。FAC、SDC和MSC的滤波可依序执行。
[0113] 优选地，所述2D滤波器实施2D信道估计技术。进一步优选地，所述2D信道估计使用以下各项中的一个：最小平方估计、均方估计或最小均方估计。优选地，所述最小均方估计是维纳滤波器估计。
[0114] 以此方式，描述信号处理设备。所述设备优选地包括：信号检测器；一维(1D)信道估计器(224、300)，其包括用于在频域中对所述信号的第一信道进行滤波的一维1D频率方向滤波器(304)，以及用于在时域和频域中对所述第一信道进行滤波的二维2D信道估计器(100)，所述1D和2D信道估计器被配置成用于从信号检测器接收输入信号以在滤波之后产生中间输出；交换机(308)，其被配置成在用于所述第一信道的所述1D和2D信道估计器的输出之间交换，因此所述第一信道中间输出可进行另外的信号处理；均衡器和/或解码器组件(226、228)，其连接到所述交换机以用于处理所述中间输出；第二二维2D信道估计器(100)，其连接到所述均衡器/解码器且被配置成根据已解码中间输出估计至少第二信道，和信号输出单元(232)，其连接到所述2D滤波器以从所述2D滤波器输出最终信号。
[0115] 在本发明的一例子中，所述第一和第二2D信道估计器使用时域和频域中的滤波系数估计所述第一和/或第二信道。
[0116] 优选地，所述2D滤波器使用以下各项中的一个执行2D信道估计：最小平方估计、均方估计或用于最小均方估计的维纳滤波器。
[0117] 优选地，所述设备是无线电接收器，更优选地是用于DRM无线电的接收器。
[0118] 因为本发明的所示出实施例可在很大程度上使用本领域的技术人员所熟知的电子组件和电路来实施，因此，为了理解和了解本发明的基础概念且避免混淆或无法专心于本发明的教示，下文将不再以比认为是示出所必要的程度更大的程度解释细节。
[0119] 在前述说明书中，已参考本发明的实施例的具体例子描述了本发明。然而，将明显的是，可在不脱离如所附权利要求书中所阐述的本发明的范围的情况下对所述具体例子作出各种修改和改变，且权利要求书并不限于上文所描述的具体例子。
[0120] 本领域的技术人员应认识到，本文中所描绘的架构仅为示例性的，且实际上，可实施实现相同功能性的许多其它架构。因此，用以实现相同功能性的组件的任何布置被有效地‘相关联’，使得所要功能性得以实现。因此，本文中经组合以实现特定功能性的任何两个组件都可被视为彼此‘相关联’，使得实现所要功能性，而不管架构或中间组件如何。同样地，如此相关联的任何两个组件还可被视为彼此“可操作地连接”或“可操作地耦合”以实现所要功能性。
[0121] 此外，本领域技术人员应认识到，上述操作之间的界限仅仅是说明性的。多个操作可组合成单个操作，单个操作可分散于额外的操作中，且操作的执行可在时间上至少部分地重合。此外，替代性实施例可包括特定操作的多个实例，且操作的次序可在各种其它实施例中进行更改。
[0122] 而且，例如，在一个实施例中，所示出的例子可被实施为位于单个集成电路上或同一装置内的电路。可替换的是，电路和/或组件例子可实施为以合适的方式与彼此互连的任何数目个单独集成电路或单独装置。而且，例如，例子或其部分可被实施为物理电路系统的软件或代码表示或可转化成物理电路系统的逻辑表示，例如在任何适当类型的硬件描述语言中。而且，本发明不限于在非可编程硬件中实施的物理装置或单元，而是还可应用于能够通过根据合适的程序代码操作来执行所要取样误差和补偿的可编程装置或单元中，例如微型计算机、个人计算机、笔记本、个人数字助理、电子游戏、汽车和其它嵌入系统、蜂窝电话和各种其它无线装置，这些在本申请中统称为‘嵌入系统’。然而，其它修改、变化和可替换的方案也是可能的。因此，说明书和图式应被视为具有说明性意义而非限制性意义。
[0123] 在权利要求书中，放置在圆括号之间的任何附图标记不应被解释为限制所述权利要求书。词语‘包括’不排除除了权利要求书中所列的那些元件或步骤之外的其它元件或步骤的存在。此外，如本文中所使用，术语‘一(a/an)’被限定为一个或多于一个。而且，权利要求书中对例如‘至少一个’和‘一个或多个’的介绍性短语的使用不应被解释为暗示由不定冠词‘一(a/an)’引入的另一权利要求要素将包含此类所引入的权利要求要素的任何特定权利要求限制为仅包含一个此类要素的发明，即使是在同一权利要求书包括介绍性短语‘一个或多个’或‘至少一个’和例如‘一(a/an)’等不定冠词时也如此。定冠词的使用也是如此。除非另有陈述，否则例如‘第一’和‘第二’等术语用于任意地区别此类术语所描述的元件。因此，这些术语未必意图指示此类元件的时间上的优先级或其它优先级。在彼此不同的权利要求书中叙述某些措施这一单纯事实并不指示不能使用这些措施的组合来获得优势。
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