技术领域
[0001] 本
发明涉及开关变换器技术领域，特别是一种单电感双输出开关变换器电容电流纹波控制方法及装置。
背景技术
[0002] 随着智能手机、
平板电脑等便携式
电子产品的广泛普及，用户对其供电电源的体积、成本及效率的要求越来越高。研究表明，单电感双输出开关变换器能为智能手机、平板电脑等便携式电子产品提供两路独立的供电电源，减少了电感及控
制芯片的数量，有效地减小了电源体积，降低了制作成本，提高了转换效率，从而受到学术界和工业界越来越多的关注。
[0003] 传统的峰值电流控制，其控制思想是：控制
电路包括
电压外环和电流内环，电压外环将检测的
输出电压与基准电压进行比较，得到的误差
信号经过误差
放大器补偿后作为电流内环的参考电流，电流内环检测的电感电流与参考电流进行比较，比较结果用来控制开关管的关断；
时钟信号控制开关管的导通；从而实现对开关变换器输出电压的调节。该方法用于单电感双输出变换器，具有输出支路间交叉影响严重，负载瞬态响应速度慢的缺点。
发明内容
[0004] 本发明的目的是提供一种单电感双输出开关变换器的控制方法及装置，使之同时具有较好的负载瞬态性能和较小的输出交叉影响，并适用于单电感双输出开关变换器的多种拓扑结构。
[0005] 实现本发明目的的技术方案如下：
[0006] 单电感双输出开关变换器电容电流纹波控制方法，电容电流纹波
控制器CTR1检测所述单电感双输出开关变换器输出电压Voa,并通过检测电路检测电容电流Ic1和电容电流Ic2，产生控制脉冲Vgs1,用以控制单电感双输出开关变换器中支路开关管S1的导通与关断；电容电流纹波控制器CTR2检测所述单电感双输出开关变换器输出电压Vob，并通过检测电路检测电容电流Ic1和电容电流Ic2，产生控制脉冲Vgs2,用以控制单电感双输出开关变换器中主开关管S2的导通与关断。
[0007] 进一步地，所述控制脉冲Vgs1的生成方法为：输出电压Voa和电压基准值Vref1经过误差放大器EAP1产生放大的误差信号Vc1送入比较器CMP1的负输入端，电容电流Ic1和电容电流Ic2经过加法器ADD得到总的电容电流Ic送入比较器CMP1的正输入端；Ic和Vc1的比较结果送入RS触发器TGR1的R端，控制支路开关管S1的关断；时钟信号CLK送入RS触发器TGR1的S端，控制支路开关管S1的导通；所述控制脉冲Vgs2的生成方法为：输出电压Vob和电压基准值Vref2经过误差放大器EAP2产生放大的误差信号Vc2送入比较器CMP2的负输入端，电容电流Ic1和电容电流Ic2经过加法器ADD得到总的电容电流Ic送入比较器CMP2的正输入端；Ic和Vc2的比较结果送入RS触发器TGR2的R端，控制主开关管S2的关断；时钟信号CLK送入RS触发器TGR2的S端，控制主开关管S2的导通。
[0008] 单电感双输出开关变换器电容电流纹波控制装置，包括电容电流纹波控制器CTR1、电容电流纹波控制器CTR2和检测电路；所述电容电流纹波控制器CTR1包括依次相连的电压检测电路VS1、误差放大器EAP1、比较器CMP1、RS触发器TGR1和驱动电路DR1；EAP1还连接基准电压Vref1，TGR1还连接时钟信号CLK；所述电容电流纹波控制器CTR2包括依次相连的电压检测电路VS2、误差放大器EAP2、比较器CMP2、RS触发器TGR2和驱动电路DR2；EAP2还连接基准电压Vref2，TGR2还连接时钟信号CLK；所述检测电路包括电容电流检测电路IS1、电容电流检测电路IS2和加法器ADD，IS1和IS2分别连接到ADD，ADD还分别连接到CMP1和CMP2；所述VS1、VS2、IS1、IS2、DR1和DR2分别连接到所述单电感双输出开关变换器。
[0009] 进一步地，所述单电感双输出开关变换器为Buck变换器、Boost变换器、Buck-Boost变换器或Bipolar变换器。
[0010] 与
现有技术相比，本发明的有益效果是：
[0011] 一、与现有的峰值电流控制单电感双输出开关变换器相比，本发明的单电感双输出开关变换器在负载发生变化时，能快速调节开关管的控制脉冲，输出电压超调量小，调节时间短，变换器的负载瞬态性能较好。
[0012] 二、与现有峰值电流控制单电感双输出开关变换器相比，本发明的单电感双输出开关变换器在输出支路负载发生变化时，能有效地减小输出支路间的交叉影响，系统
稳定性好。
附图说明
[0013] 图1为本发明的系统结构图。
[0014] 图2为本发明采用Buck变换器时的电路结构
框图。
[0015] 图3为本发明采用Buck变换器时的电感电流和开关器件控制脉冲的
波形图。
[0016] 图4为本发明控制装置的控制时序图。
[0017] 图5为本发明和峰值电流控制单电感双输出开关变换器分别在输出支路a和b负载变化时的瞬态时域仿真波形。其中，图5a为峰值电流控制单电感双输出开关变换器在输出支路a负载变化时的瞬态响应波形,图5b为本发明在输出支路a负载变化时的瞬态响应波形；图5c为峰值电流控制单电感双输出开关变换器在输出支路b负载变化时的瞬态响应波形,图5d为本发明在输出支路b负载变化时的瞬态响应波形。
具体实施方式
[0018] 电容电流纹波控制，其基本思想是：控制电路同样包括电压外环和电流内环，电压外环将检测的输出电压与基准电压进行比较，得到的误差信号经过误差放大器补偿后作为电流内环的参考电流，电流内环检测电容电流并与参考电流进行比较，比较结果用来控制开关管的关断；时钟信号控制开关管的导通。电容电流可以直接反映负载电流的变化，当负载电流变化时，控制电路能够快速调节，因此电容电流纹波控制单电感双输出变换器具有输出交叉影响小，负载瞬态性能好的优点。
[0019] 下面结合附图对本发明作进一步详细的说明。
[0020] 如图1所示，本发明的一种具体实施方式为：单电感双输出开关变换器电容电流纹波控制方法及其装置，由变换器TD和开关管S1、S2的控制装置组成。其控制装置主要由电容电流纹波控制器CTR1和CTR2组成。电容电流纹波控制器CTR1由电压检测电路VS1、电容电流检测电路IS1、电容电流检测电路IS2、加法器ADD、基准电压Vref1、误差放大器EAP1、比较器CMP1、RS触发器TGR1、驱动电路DR1、时钟信号CLK组成；电容电流纹波控制器CTR2由电压检测电路VS2、电容电流检测电路IS1、电容电流检测电路IS2、加法器ADD、基准电压Vref2、误差放大器EAP2、比较器CMP2、RS触发器TGR2、驱动电路DR2、时钟信号CLK组成。其中，电压检测电路VS1、VS2分别用于获取输出电压Voa、Vob，电容电流检测电路IS1、IS2分别用于获取电容电流Ic1、Ic2，加法器ADD用于获取总的电容电流，误差放大器EAP1、EAP2分别用于获取参考电流Vc1、Vc2，比较器CMP1、CMP2分别用于获取RS触发器TGR1、TGR2的R端
输入信号，时钟信号CLK作为RS触发器TGR1、TGR2的S端输入信号，RS触发器TGR1、TGR2的Q端
输出信号用于得到开关管S1和S2的
控制信号，经由驱动电路DR1、DR2控制开关变换器TD开关管的导通与关断。
[0021] 本例的变换器TD为Buck变换器，其工作过程和原理是：
[0022] 控制装置采用电容电流纹波控制的工作过程和原理是：图2示出，在任意一个周期起始时刻，时钟信号CLK使RS触发器TGR1、TGR2置位，RS触发器TGR1、TGR2的Q端信号通过驱动电路DR1、DR2分别控制主开关管S1和支路开关管S2的导通。控制电路
采样输出电压Voa和电容电流Ic1、Ic2；输出电压Voa与基准电压Vref1的比较结果通过误差放大器EAP1后得到参考电流Vc1；电容电流Ic1、Ic2通过加法器ADD得到总的电容电流Ic；Ic与Vc1通过比较器CMP1比较得到RS触发器TGR1的R端输入信号，生成支路开关管S1的关断信号连接至驱动电路DR1的输入端，DR1的输出端连接至支路开关管S1的
门极控制端,控制开关管S1的关断。控制电路采样输出电压Vob和电容电流Ic1、Ic2；输出电压Vob与基准电压Vref2的比较结果通过误差放大器EAP2后得到参考电流Vc2；电容电流Ic1、Ic2通过加法器ADD得到总的电容电流Ic；Ic与Vc2通过比较器CMP2比较得到RS触发器TGR2的R端输入信号，生成主开关管S2的关断信号连接至驱动电路DR2的输入端，DR2的输出端连接至主开关管S2的门极控制端,控制开关管S2的关断。
[0023] 图3所示为图2电路工作于电感电流连续导电模式的工作时序和电感电流波形图。在d1Ts时间内，S1和S2导通，D1和D2关断，电感电流通过输出支路a以充电斜率(Vin-Voa)/L上升。在(d2-d1)Ts时间内，S2和D2导通，S1和D1关断，电感电流通过输出支路b以充电斜率(Vin-Vob)/L继续上升。在(1-d2)Ts时间内，D1和D2导通，S1和S2关断，电感电流通过输出支路b以放电斜率-Vob/L下降，直至电路进入下一个开关周期。
[0024] 图4所示为控制装置的控制时序图。在每个开关周期的起始时刻，时钟信号CLK使触发器RS-trigger1、RS-trigger2置位，控制信号d1、d2为高电平，开关管S1、S2导通，
二极管D2关断；电容电流IC线性上升。当电容电流IC上升至误差电压Vc1时，控制信号d1为低电平，开关管S1关断，二极管D2导通，开关管S2保持导通，电容电流IC继续线性上升。当电容电流IC上升至误差电压Vc2时，控制信号d2为低电平，开关管S2关断，开关管S1保持关断，二极管D2保持导通，电容电流IC线性下降。
[0025] 用PSIM仿真
软件对本发明的方法进行时域仿真分析，结果如下。
[0026] 图5为采用峰值电流控制和本发明实施于单电感双输出Buck变换器在输出支路负载突变时输出电压和输出电流的时域仿真波形图，图5a、图5b分别对应峰值电流控制和电容电流纹波控制单电感双输出Buck变换器输出支路a负载变化时输出电压和输出电流的时域仿真波形，图5c、图5d分别对应峰值电流控制和电容电流纹波控制单电感双输出Buck变换器输出支路b负载变化时输出电压和输出电流的时域仿真波形。图5a、图5b中，峰值电流控制单电感双输出Buck变换器和电容电流纹波控制单电感双输出Buck变换器输出支路a的输出电流Ioa从60mA突变到90mA，输出支路b的输出电流Iob为3.3A时，峰值电流控制单电感双输出Buck变换器输出支路a的输出电压Voa经过约3ms后进入新的稳态，超调量为80mV，输出支路a对输出支路b的交叉影响为100mV；而采用本发明的电容电流纹波控制单电感双输出Buck开关变换器进入新的稳态的调整时间约为2ms，超调量为40mV，输出支路a对输出支路b的交叉影响很小。图5c、图5d中，峰值电流控制单电感双输出Buck变换器和电容电流纹波控制单电感双输出Buck变换器输出支路b的输出电流Iob从3.3A突变到3.6A，输出支路b的输出电流Iob为60mA时，峰值电流控制单电感双输出Buck变换器输出支路a的输出电压Voa经过约3ms后进入新的稳态，超调量为90mV，输出支路b对输出支路a的交叉影响为50mV；而采用本发明的电容电流纹波控制单电感双输出Buck变换器几乎没有调节过程便进入新的稳态，输出支路b对输出支路a的交叉影响极小。可见本发明的开关变换器输出电压瞬态超调量小，调节时间短，负载瞬态性能好,且输出支路间的交叉影响小。图4的仿真条件为输入电压Vin＝10V，电压基准值Vref1＝1.8V、Vref2＝3.3V，电感L＝100μH，电容C1＝470μF、C2＝220μF，负载
电阻Ra＝3Ω、Rb＝1Ω。
[0027] 本发明中，变换器TD也可以为Boost变换器、Buck-Boost变换器或Bipolar变换器。
