技术领域
[0001] 本
发明属于近月通信的设计领域，尤其涉及一种用于近月空间通信的接收机的基带
信号处理方法及装置。
背景技术
[0002] 近月空间是一个对月球、地球和
太阳系进行科研观测的有利
位置，可以借助安装在空间站外部的仪器来进行此类观测。月球中继卫星，地球站可以接收来自月球表面获取的科研样本，同时，通过月球卫星中继，可以实现月面
机器人的遥操作，从而对月球表面进行更加深入的探索。
[0003] 月球邻近链路是指中继卫星与其中继服务用户之间的通信链路。其中，中继服务用户可以是轨道
航天器，着陆上升器，月球站，以及登月航天员所携带的通信终端等。目前，围绕月球邻近链路通信的研究成为国际热点，机构间行动咨询小组(Interagency Operations Advisory Group，IOAG)建立了月球任务数据表，以捕获所有月球任务的所有通信链路参数和服务。数据表已进一步更新，以包括最近由各种国际月球探测论坛计划的任务的信息，例如ISECG，ISS伙伴关系和
深空网关/运输计划。
[0004] 尽管，在近月空间通信系统中，IOAG给出了调制、编码等方面的建议，但目前尚未发现近月空间通信机的具体实现方法和装置。
发明内容
[0005] 本发明的目的是提供一种用于近月空间通信的接收机的基带信号处理方法及装置，可实现连续码速率可变，以解决近月通信过程中需要捕获所有通信链路，适应不同码速率的技术问题。
[0006] 为解决上述问题，本发明的技术方案为：
[0007] 一种用于近月空间通信的接收机的基带信号处理方法，包括：
[0008] 基于可加变窗口积分的位同步方法对接收机接收的信号进行位同步；
[0009]
鉴别所述信号在相干解调恢复载波的过程中是否存在
相位模糊，若出现相位模糊，则采用解相位模糊方法纠正所述信号；
[0010] 采用维特比译码对纠正后的所述信号进行解卷积；
[0011] 对解卷积后的信号进行码型反变换，将NRZ-M或NRZ-S转换为NRZ-L码型；
[0012] 将所述信号进行
并串转换生成合路信号，并将合路信号进行
帧同步；
[0013] 将帧同步状态下的信号进行解扰、码速率转换及RS解码。
[0014] 根据本发明一
实施例，可加变窗口积分的位同步方法，包括：
[0015] 基于内插方式的Gardner定时恢复
算法，将所述信号的幅度误差转换为相位误差，计算分数间隔，从而确定内插基点，并得到与所述信号
频率相同的脉冲信号；
[0016] 通过将所述信号经过插值滤波，得到最佳
采样信号；
[0017] 以位同步判决脉冲作为积分定时触发脉冲，根据所述信号的码速率与通信系统的采样率的比例，确定不同长度的积分窗口。
[0018] 根据本发明一实施例，鉴别所述信号在相干解调恢复载波的过程中是否存在相位模糊，包括：
[0019] 根据所述信号的卷积编码的生成多项式计算相应的校验矩阵，将校验矩阵与所述信号作内积；
[0020] 将内积所得的结果与预设的
阈值比较，判断是否小于阈值；若不小于阈值，则存在相位模糊。
[0021] 根据本发明一实施例，所述维特比译码采用维特比
软判决译码。
[0022] 根据本发明一实施例，将两路合路信号分别进行帧同步，包括：
[0023] 对未同步状态下的所述合路信号与帧头进行对比，以帧为单位，逐一对比，若连续三帧完全一致，则进入同步状态；
[0024] 对同步状态下的所述合路信号与帧头进行对比，以帧为单位，逐一对比，若连续三帧的帧头误码个数超过容错阈值，则进入未同步状态。
[0025] 一种用于近月空间通信的接收机的基带信号处理装置，包括：
[0026] 位同步模
块，基于可加变窗口积分的位同步方法对接收机接收的信号进行位同步；
[0027] 解相位模糊模块，鉴别所述信号在相干解调恢复载波的过程中是否存在相位模糊，若出现相位模糊，则采用解相位模糊方法纠正所述信号；
[0028] 维特比译码模块，对纠正后的所述信号进行解卷积；
[0029] 码型反变换模块，对解卷积后的信号进行码型反变换，将NRZ-M或NRZ-S转换为NRZ-L码型；
[0030] 帧同步模块，将所述信号进行并串转换生成合路信号，并将合路信号进行帧同步；
[0031] 解扰模块，将本地循环的加扰序列与除帧头外的帧同步的信号进行异或；
[0032] 码速率变化模块，将不同码速率的信号转变为与通信系统时钟一致的码速率信号；
[0033] RS解码模块，对信号进行RS解码。
[0034] 根据本发明一实施例，所述位同步模块包括环路
滤波器、数控
振荡器、插值滤波器及可变长度积分器；
[0035] 所述
环路滤波器将所述信号的幅度误差转换为相位误差；
[0036] 所述数控振荡器用于计算分数间隔，从而确定内插基点，并得到与所述信号频率相同的脉冲信号；
[0037] 所述插值滤波器对信号进行插值，根据通信系统的采样信号与相位误差信号得到最佳采样信号；
[0038] 所述可变长度积分器以位同步判决脉冲作为积分定时触发脉冲，根据最佳采样信号的码速率与通信系统的采样率的比例，确定不同长度的积分窗口。
[0039] 本发明由于采用以上技术方案，使其与
现有技术相比具有以下的优点和积极效果：
[0040] 1)本发明一实施例中的用于近月空间通信的接收机的基带信号处理方法，采用基于可加变窗口积分的位同步的方法对信号进行位同步，产生信号码脉冲，提高接收机接收不同码速率信号的灵敏度；通过解相位模糊方法纠正
信号传输中可能产生的旋转与跳变，有效降低复杂度；而后使用维特比译码对纠正过的信号进行译码，采用的软判决度量方法相比
硬判决，可有效降低误码率；将帧同步状态下的信号进行解扰、码速率转换及RS解码，适应近月通信过程中需要捕获所有通信链路中出现的不同码速率的信号。
[0041] 2)本发明一实施例中的用于近月空间通信的接收机的基带信号处理方法，基于加可变窗口积分的位同步的方法基于内插本系统基于内插方式的Gardner定时恢复的方法，结合上位机可实现一定范围内任意码速率可同步。另外，根据码速率与通信通信系统采样率的比例能实现不同长度的积分窗口，以位同步判决脉冲作为定时积分触发脉冲，从而可避免连续积分所导致的跳变沿变平缓的问题。
[0042] 3)本发明一实施例中的用于近月空间通信的接收机的基带信号处理方法，由于星上采用了卷积码的编码方式与DQPSK的调制方式，故接收机使用相干解调的方法，在恢复载波的过程可能会出现相位旋转与跳变，从而出现与预期相位不一致的情况，称为相位模糊。本发明使用卷积校验码与码流作内积，将内积结果与
门限作比较从而确定是否存在相位模糊，若存在则通过解相位模糊方法纠正信号传输中可能产生的旋转与跳变，有效降低复杂度。
附图说明
[0043] 图1为本发明一实施例中的用于近月空间通信的接收机的基带信号处理方法的示意图；
[0044] 图2为本发明一实施例中的用于近月空间通信的接收机的基带信号处理装置的示意图；
[0045] 图3为本发明一实施例中的基于加可变窗口积分的位同步的方法的原理
框图；
[0046] 图4为本发明一实施例中的解相位模糊的
流程图。
[0047] 附图标记说明：
[0048] 1：位同步模块；101：定时误差检测器；102：环路滤波器；103：数控振荡器；104：插值滤波器；105：可变长度积分器；2：解相位模糊模块；3：维特比译码模块；4：码型反变换模块；5：帧同步模块；6：解扰模块；7：码速率变化模块；8：RS解码模块。
具体实施方式
[0049] 以下结合附图和具体实施例对本发明提出的一种用于近月空间通信的接收机的基带信号处理方法及装置作进一步详细说明。根据下面说明和
权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。
[0050] 如图1所示，本发明提供的用于近月空间通信的接收机的基带信号处理方法包括：
[0051] 基于可加变窗口积分的位同步方法对接收机接收的信号进行位同步；
[0052] 鉴别信号在相干解调恢复载波的过程中是否存在相位模糊，若出现相位模糊，则采用解相位模糊方法纠正信号；
[0053] 采用维特比译码对纠正后的信号进行解卷积；
[0054] 对解卷积后的信号进行码型反变换，将NRZ-M或NRZ-S转换为NRZ-L码型；
[0055] 将信号进行并串转换生成合路信号，并将合路信号进行帧同步；
[0056] 将帧同步状态下的信号进行解扰、码速率转换及RS解码。
[0057] 相应的，如图2所示，本发明提供的用于近月空间通信的接收机的基带信号处理装置，包括：
[0058] 位同步模块1，基于可加变窗口积分的位同步方法对接收机接收的信号进行位同步；
[0059] 解相位模糊模块2，鉴别信号在相干解调恢复载波的过程中是否存在相位模糊，若出现相位模糊，则采用解相位模糊方法纠正信号；
[0060] 维特比译码模块3，对纠正后的信号进行解卷积；
[0061] 码型反变换模块4，对解卷积后的信号进行码型反变换，将NRZ-M或NRZ-S转换为NRZ-L码型；
[0062] 帧同步模块5，将信号进行并串转换生成合路信号，并将合路信号进行帧同步；
[0063] 解扰模块6，将本地循环的加扰序列与除帧头外的帧同步的信号进行异或；
[0064] 码速率变化模块7，将不同码速率的信号转变为与通信系统时钟一致的码速率信号；
[0065] RS解码模块8，对信号进行RS解码。
[0066] 具体的，基于加可变窗口积分的位同步方法，本发明采用基于内插方式的Gardner定时恢复算法位同步模块1，该位同步模块1主要由定时误差检测器101、环路滤波器102、数控振荡器103、插值滤波器104与可变长度积分器105组成，如图3所示。环路滤波器102与数控振荡器103对整个位
同步环路的
跟踪性能起到重要的调节作用，而可变长度积分器105可根据信号的码速率与通信通信系统采样率的比例确定不同长度的积分窗口，以位同步判决脉冲作为定时积分触发脉冲，从而避免连续积分所导致的跳变沿变平缓的问题。
[0067] 定时误差检测器101主要用于计算信号定时误差偏差，当该定时误差偏差较大时，不利于同步
锁定；环路滤波器102采用理想积分滤波器，将信号的幅度误差转换为相位误差ω(n)；数控振荡器103用于计算分数间隔μk，从而确定内插基点mk；插值滤波器104对信号进行插值，根据通信系统的采样信号与相位误差信号得到最佳采样信号；可变长度积分器105以位同步判决脉冲作为积分定时触发脉冲，根据最佳采样信号的码速率与通信系统的采样率的比例，确定不同长度的积分窗口。
[0068] 环路滤波器102同时也是二阶
数字滤波器，系数C1、C2决定了环路的调整速度和
精度，其计算公式可近似为：
[0069] C1＝8BLTs/3 (1)
[0070] C2＝32(BLTs)2/9 (2)
[0071] 其中BL为环路单边噪声带宽，Ts为符号采样周期。数控振荡器103负责输出分数间隔μk，其值可近似为：
[0072] uk＝η(mk)·Ti/Ts (3)
[0073] 其中η(mk)为环路滤波器102输出的相位信息，Ti为通信系统采样率，Ts为符号采样周期。由上可见，当码速率与通信系统采样率已知时，环路滤波器102的系数C1、C2与Ti/Ts的值便可得到。
[0074] 当码速率变化时，上位机首先根据码速率调整通信系统采样率，并计算该码速率下的C1、C2的值与Ti/Ts值，从而实现连续码速率可变。
[0075] 再以位同步判决脉冲作为积分定时触发脉冲，根据码速率与通信系统采样率的比例实现不同长度的积分窗口。
[0076] 对于解相位模糊，由于星上采用卷积码的编码方式与DQPSK的调制方式，故本接收机使用相干解调的方法，在恢复载波的过程可能会出现相位旋转与跳变，从而出现与预期相位不一致的情况，称为相位模糊。相位模糊会造成解调后的数字比特位翻转等问题，将对系统后续的解码产生影响，继而降低系统可靠性。故在
基带处理的过程中要对相位模糊的情况进行鉴别与恢复。
[0077] 若使用QPSK调制且在载波无相位误差情况下I、Q支路收到的二进制信号分别表示为I、Q，则实际接收端收到的相位模糊情况如下表所示。
[0078]
[0079] 针对传统QPSK解相位模糊效率低且资源消耗大的问题，本发明采用一种简化的解相位模糊策略。由于系统使用DQPSK调制，载波相位误差为0°的信号与载波相位误差为180°的信号通过解差分后结果一致；载波相位误差为90°的信号与载波相位误差为270°的信号通过解差分后结果一致，故本模块只判断接收信号的载波相位误差是为0°还是90°，且支路是否有翻转。
[0080] 如上表所示，DQPSK要考虑的相位模糊有：[I、Q]、[Q、I]、 4种情况。然而对于无载波相位误差的支路而言，I路与Q路均为标准(2,1,7)的卷积编码且表示为[C1、C2]。由于存在差分编码，故对于单边支路码流是[C1、C2]或 并不影响后续译码。然而以无载波相位误差的支路为例，接收到的码流可能产生Ci，1、Ci，2、Ci+1，1、Ci+1，2…或Ci，2、Ci+1，1、Ci+1，2、Ci+2，1…两种情况，将其分别表示为[C1、C2]与[C2、C1]的形式。故本模块首先判别码流形式为[C1、C2]还是[C2、C1]，若为[C2、C1]形式，则将其转换为[C1、C2]的码流形式。
[0081] 对于 标准 (2 ,1 ,7)的 卷积 编码 而言 ，其2 个子生 成元 分别 为故其基本生成矩阵为
则其对应的校验矩阵为
将对应长度的码流[C1、C2]与 作内积，结果恒
为0；而对应长度的[C2、C1]与 作内积，结果并不恒为0。
[0082] 如图4所示，当结果不为零时，统计在200bit内非零结果的个数，将统计结果与预设的阈值比较，若统计结果不小于预设的阈值，则存在相位模糊，需进行解相位模糊计算，也就是对该信号进行调整纠正。该预设的阈值可根据实际情况自定义。
[0083] 对于维特比译码，以计算分支度量不同，分为维特比硬判决与维特比软判决。维特比硬判决的输入只有0、1两种状态，采用汉明距离计算分支度量；维特比软判决的输入进行多电平量化，采用欧式距离计算分支度量。
[0084] 本发明采用维特比软判决，带符号的维特比软判决要求
输入信号量化为带符号的8bit量化。四个期望的发送码字以6bit量化输入维特比硬判决译码器，当接收码字为
4个可能发送码字(0,0)、(0,1)、(1,0)、(1,1)量化值分别为(-31,-31)、(-31,
31)、(31,-31)、(31,31)。则接收码字 与可能发送码字的欧式距离分别为：
[0085]
[0086]
[0087]
[0088]
[0089] 对比dE1、dE2、dE3、dE4的距离与对比 等效。将的表达式展开，并消除相同项 与312，其剩下部分：
[0090] d′E1＝62y0+62y1 (8)
[0091] d′E2＝62y0-62y1 (9)
[0092] d′E3＝-62y0+62y1 (10)
[0093] d′E4＝-62y0-62y1 (11)
[0094] 故对比接收码字与可能发送码字之间的欧氏距离的问题可等效为对比d1＝y0+y1、d2＝y0-y1、d3＝-y0+y1、d4＝-y0-y1的大小。
[0095] 由于星上有对信号进行差分的要求，对TTL码进行PCM码型转换，将NRZ-L转换为NRZ-M或NRZ-S码，故本接收机要对信号进行PCM码型反变换。
[0096] 以NRZ-M为例，将NRZ-L转换为NRZ-M的方法如下式所示：
[0097]
[0098] 其中Bn为NRZ-M编码输出，An为NRZ-M编码输入，Bn-1为NRZ-M编码输出前一级。而NRZ-S变化即为：
[0099] Bn＝An⊙Bn-1 (13)
[0100] 本模块要将信号从NRZ-M或NRZ-S转换为NRZ-L，称为PCM码型反变化，效果等同解差分。其反变换方法如下式所示：
[0101]
[0102] An＝Bn⊙Bn-1 (15)
[0103] 对于帧同步模块5，本发明采用三帧同步的形式，初始状态为未同步状态，在该状态下对输入信号与帧头进行对比，若检测到完全一致的信号则进入预同步状态；若连续三帧完全一致则进入同步状态。
[0104] 在同步状态下继续对信号进行帧头检测，以帧为单位对比帧头，若连续三帧数据的帧头误码个数超过容错限制则进入未同步状态。
[0105] 由于星上对信号进行加扰操作，通过生成本地循环的加扰序列与除帧头外的信号进行异或。故在本接收机的基带处理中要对信号进行解扰。解扰的方法与加扰相一致，将本地循环的加扰序列与除帧头外的接收信号进行异或，恢复成未加扰的信号。
[0106] 而码速率变化模块7采用乒乓RAM的方法，将不同码速率的信号转变为同系统时钟一致的同一码速率的信号，有利于对信号进行的后续处理。
[0107] RS解码模块8对信号进行RS解码，纠正信道中可能存在的突发性错误，从而降低误码率。
[0108] 综上，本发明用于近月空间通信的接收机的基带信号处理方法及装置，采用基于可加变窗口积分的位同步的方法，有效提高了连续可调码速率的接收机的灵敏度；采用低复杂度解相位模糊方法，有效地降低资源使用率；另外，采用基于软判决的维特比译码，与维特比硬判决相比有效降低了误码率。
[0109] 上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式。即使对本发明作出各种变化，倘若这些变化属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则仍落入在本发明的保护范围之中。
