技术领域
[0001] 本
发明涉及无线通信领域，尤其是一种基于SDR的数字下变频模型和设计方法。
背景技术
[0002] SDR是
软件无线电，软件无线电是一种无线电广播通信技术，它基于软件定义的无线通信协议而非通过硬连线实现。频带、空中
接口协议和功能可通过软件下载和更新来升级，而不用完全更换
硬件；软件无线电技术的重要价值在于：传统的硬件无线电通信设备只是作为无线通信的基本平台，而许多的通信功能则是由软件来实现，打破了有史以来设备的通信功能的实现仅仅依赖于硬件发展的格局；软件无线电技术的出现是通信领域继固定通信到移动通信，模拟通信到数字通信之后第三次革命；而数字下变频是软件无线电的核心技术之一。
[0003]
现有技术中，公开了一种基于FPGA的数字下变频方法，使用FPGA实现数字
振荡器，产生
正交的正余弦
信号，将
采样的
数字信号做正交化处理；实现级联积分梳状
滤波器，合理
抽取采样信号，降
低信号频率；最后通过半带滤波器和FIR
低通滤波器对整个信道进行整形滤波。该方法可以实现复杂
信号处理的有效执行，但是资源占用多、运算
精度和工作速率不够。
发明内容
[0004] 本发明的发明目的在于：针对上述存在的问题，提供一种基于SDR的数字下变频模型和设计方法；本发明解决了数字下变频模型占用资源过多的问题；还解决了数字下变频模型运算精度低，速率慢的问题。
[0005] 本发明采用的技术方案如下：
[0006] 一种基于SDR的数字下变频模型设计方法，包括：将
输入信号通过数模采样转换为数字信号；将数字信号输入至数字控制振荡器进行混频并输出两路正交信号；将两路正交信号进行抽取滤波并生成基带信号；将基带
信号传输至DSP中完成建模。
[0007] 进一步的，所述数字控制振荡器通过坐标旋转数字计
算法生成两路信号，再将生成的两路信号和输入信号进行混频得到两路正交信号；所述两路正交信号为中频信号。
[0008] 进一步的，所述坐标旋转数字计算法公式为： 所述i为
迭代次数，di为判定因子，2-i为每次迭代的旋转
角度。
[0009] 进一步的，所述抽取滤波包括：积分梳状滤波、半带滤波和低通滤波；正交信号依次进行积分梳状滤波、半带滤波和低通滤波；所述积分梳状滤波用于对正交信号进行抽取，半带滤波用于对通过积分梳状滤波后的信号进行取出杂质以及完善信号
波形，低通滤波用对信号进行整形处理。
[0010] 一种基于SDR的数字下变频模型，包括：
数模转换模
块、数字控制振荡器、抽取滤波模块和基带信号处理模块；所述数模转换模块、数字控制振荡器、抽取滤波模块和基带信号处理模块依次连接。
[0011] 进一步的，所述数字控制振荡器包括：寄存器、加法器和混频模块；所述寄存器用于存储信息，加法器用于进行加减操作、混频模块用于通过坐标旋转数字计算法生成两路信号，并将生成的两路信号和输入信号混频生成两路正交信号。
[0012] 进一步的，所述抽取滤波模块包括：积分
梳状滤波器、半带滤波器和低通滤波器。
[0013] 进一步的，所述积分梳状滤波器包括：积分器模块、梳状器模块、抽取模块和内插模块
[0014] 综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
[0015] 1、本发明通过对数字下变频模型的设计优化，使其在运行时所占用的硬件资源减少。
[0016] 2、本发明通过抽取滤波模块中的三级滤波，使模型运算精度更加快速并且计算出的数据更加精确。
附图说明
[0017] 本发明将通过例子并参照附图的方式说明，其中：
[0018] 图1是基于SDR的数字下变频模型设计方法
流程图。
[0019] 图2是基于SDR的数字下变频模型结构图。
[0020] 图3是数字控制振荡器结构图。
[0021] 图4是抽取滤波模块结构图。
[0022] 图5是积分梳状滤波器结构图。
[0023] 其中，1-数模转换模块；2-数字控制振荡器；3-抽取滤波模块；4-基带信号处理模块；21-寄存器；22-加法器；23-混频模块；31-积分梳状滤波器；32-半带滤波器；33-低通滤波器；311-积分器模块；312-梳状器模块；313-抽取模块。
具体实施方式
[0024] 本
说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。
[0025] 本说明书(包括任何附加
权利要求、
摘要)中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。
[0027] 一种基于SDR的数字下变频模型设计方法，如图1所示，包括：
[0028] S1：将输入信号通过数模采样转换为数字信号；
[0029] 上述步骤中，输入信号会进入
数模转换器，通过数模转换器将输入的
模拟信号转换为数字信号输送至数字控制振荡器中。
[0030] S2：将数字信号输入至数字控制振荡器进行混频并输出两路正交信号；
[0031] 上述步骤中，所述数字控制振荡器会产生两路信号，其产生的两路信号和输入的数字信号进行混频，可以得到两路正交信号输出，两路正交信号为中频信号。
[0032] 所述数字控制振荡器通过坐标旋转数字计算法生成两路信号；所述坐标旋转数字计算法具体公式为： 其中i为迭代次数，di为判定因子，用于判断角度先转的
位置，2-i为每次迭代的旋转角度，即tan(θ)。
[0033] 同时，为了提高每个周期内执行算法的准确性，需要增一个角度
叠加器，可在算法执行期间追踪叠加的角度：zi+1＝zi-di·θi；其中zi为初始旋转角度。
[0034] 而在算法完成的每一个周期后，xi和yi只有初始长度的1/cosθ。所以，为补偿xn和yn的输出，需引入比列因子kn，所述
[0035] 通过预先计算1/kn可以得到xn和yn的真值。由公式可知当n趋于无穷大时kn＝1.6476，1/kn＝0.6073。
[0036] 坐标旋转数字计算法包括两种模式，分别为旋转模式和矢量模式。
[0037] 当工作在旋转模式时：初始旋转角度zi＝θ，di＝sign(zi)。zi是每次旋转叠加后的角度，逆
时针旋转时zi>0，顺时针旋转时zi<0。经n次迭代后，得到公式：通过设置x0＝1/kn和y0＝0，当zn趋于0时可以计算cosz0和sin
z0的值。
[0038] 当工作在向量模式时：初始旋转角度zi＝θ，di＝-sign(xi·yi)。经过n次迭代后可推导出公式， 并设定x0＝1和zn＝0来计算tan-1 y0。
[0039] S3：将两路正交信号进行抽取滤波并生成基带信号；
[0040] 上述步骤中，所述抽取滤波包括：积分梳状滤波(CIC)、半带滤波(HB)和低通滤波(FIR)；正交信号依次进行积分梳状滤波、半带滤波和低通滤波；所述积分梳状滤波用于对正交信号进行抽取，半带滤波用于对通过积分梳状滤波后的信号进行取出杂质以及完善信号波形，低通滤波用对信号进行整形处理。
[0041] 所述积分梳状滤波的冲击响应函数为： 其中L是CIC的阶数，设输入信号为g(x)，有输出函数y(x)：
[0042] 可见，公式中只有执行加法计算，并通过
变形可得到其传递函数F(z)为：
[0043] 令L＝DM，式子变为： 其中D为变频系数，M为差分延迟。本实施例中CIC滤波通过不断执行移位操作实现抽取功能，不仅大大提高了计算效率，而且减少了硬件资源的浪费。
[0044] 所述半带滤波可以用作CIC的补偿器，以解决CIC带内平坦度不理想，即
通带衰减会偏大，
阻带衰减偏小的情况；而为了不出现信号失真的情况，则需要避免HB滤波器发生
混叠，因此要去除 大于的全部频率分量；这里需要定义四个变量：通带波纹、阻带波纹、通带边频和阻带边频。其中，通带波纹、阻带波纹分别用δp和δs表示，通带边频、阻带边频分别用Fp和Fs表示。四者之间的数量关系公式为：δp＝δs； 同时Fp对应的ωp和Fs对应的ωs满足如下的关系：ωp+ωs＝π；经分析可得，若想(Fs～fs/4)内的频率不混进(fs/4s～Fp)的频带内，即过渡带(0～Fp)不会受到影响，HB滤波器需要满足两个条件：(1)足够小通带波纹δp；(2)抽取因子为2。只要符合以上两个条件，HB滤波器在工作时就不会发生混叠。
[0045] 所述低通滤波具有以下特点：设位脉冲响应为h(n)，在有限个n值处，有h(n)不为零；设系统因变量为H(z)，则H(z)收敛|z|>0，且极点全部位于z＝0；具体为：假设，N阶FIR滤波器的输出为y(n) ，则有： 其在Z域的表现形式为：由此可以分析出FIR滤波的特性，它可产生严格
的线性
相位，而IIR与之相反，因此FIR不会信号失真的问题出现，可见其具有很强
稳定性。
若实现的FIR想拥有理想频率响应，那么在建模时需要考虑： 其为，
jω jω
把H(e )无限的接近完美的频率响应，其中H(e )指的是线性相位，表示自变量ω的线性函数是θ(ω)，通过计算可以得到两类线性相位，如：
[0046] S4：将基带信号传输至DSP中完成建模。
[0047] 上述步骤中，所述基带信号为低速率基带信号，当基带信号进入基带信号处理模块中后，可以完成对输出的基带信号的处理，完成数字下变频模型的建模。
[0048] 实施例2
[0049] 一种基于SDR的数字下变频模型，如图2所示，包括：数模转换模块1、数字控制振荡器2、抽取滤波模块3和基带信号处理模块4；所述数模转换模块1、数字控制振荡器2、抽取滤波模块3和基带信号处理模块4依次连接。
[0050] 所述所述数字控制振荡器2，如图3所示，包括：寄存器21、加法器22和混频模块23；所述寄存器21用于存储信息，加法器22用于进行加减操作、混频模块23用于通过坐标旋转数字计算法生成两路信号，并将生成的两路信号和输入信号混频生成两路正交信号；本实施例中，所述数字控制振荡器2采用流
水型
电路结构，具体为：将x(0)、y(0)、z(0)赋初值，x(0)和y(0)在进行右移操作后进入加法器22，z(0)则和每次迭代后的旋转角度送入加法器
22，加减操作由判定因子di＝sign(zi)决定，执行后依次送入下一级执行相同的操作，最后输出的x(n)、y(n)、z(n)。
[0051] 所述抽取滤波模块3，如图4所示，包括：积分梳状滤波器31、半带滤波器32和低通滤波器33；积分梳状滤波器31，如图5所示，由积分器模块311、梳状器模块312和抽取模块313构成；所述积分器模块311用于实现对输入数字信号的累加运算，并将
输出信号传输至抽取模块313。此时，通过intergration模块的信号中的高频分量已被去除，进一步降低了信号的频率，即完成了低通滤波的过程；梳状器模块312用于去除波形的杂波，使波形相对完整平滑；抽取模块313用于实现R倍抽取，本实施例实现了8倍抽取，即每隔8个时钟单位抽取一次，以 倍
数据速率输出，降低了采样率。
[0052] 所述半带滤波器32用于弥补积分梳状滤波器31输出的信号存在杂波，波形完整度不高的问题，通过对半带滤波器32进行参数及性能指标的设置可以使其更好的对信号进行弥补，具体为：
[0053] HB滤波器的冲击响应为： 其中，N表示其阶数，同时除了n＝0以外，偶数点上的冲激响应都为0，则HB滤波器的频率响应可以表示为：H(ejω)＝H(ω)ejθ(ω)；其中 再定义ωp+ωs
＝π和δp＝δs，当使用窗口函数设计时得到理想的幅频特性是：
[0054] 从而可得： 其中a应满足a＝(N-1)/2，若采用Kaiser窗口实现HB滤波器时，可以得到相对过度带为：
最终，HB的阶数N可以依据如下公式确定：
而在使用Kaiser窗实现HB模
块时，还需要满足如下条件： 其中，第一类
修正零阶Bessel函数I0(β)由表示，β由如下公式确定：
[0055] 其中As＝-20lgδs，表示最小阻带衰减，由此可求得滤波器的系数为：h(n)＝hd(n)ωk(n),0≤n≤N-1。在具体的实现过程中，就可以通过这些公式求得具体的性能指标，从而正确的设计HB滤波器。
[0056] 所述低通滤波器33用于对信号进行整形，具体通过分布式算法对低通滤波器33进行模型建立，通过分布式算法建模可以减小低通滤波器33的资源占用程度，具体为：无符号数假设k项乘积能够用以下公式进行运算： 设 其中xk[b]表示xk的第b位，xk即x的第k次采样。则y为： 当
出现符号数时可以借助补码加以表示，最高有效位是辨别正负符号位的标志，则y为：
[0057]
[0058] 所述基带信号处理模块4可以接收抽取滤波模块3输出的低速率基带信号，并对接收到的基带信号进行处理，使其可以进行之后的信号处理。
[0059] 本发明通过对数字下变频模型的设计优化，使其在运行时所占用的硬件资源减少，通过抽取滤波模块3中的三级滤波，使模型运算精度更加快速并且计算出的数据更加精确，使软件无线通信可以更加稳定且迅速。
[0060] 本发明并不局限于前述的具体实施方式。本发明扩展到任何在本说明书中披露的新特征或任何新的组合，以及披露的任一新的方法或过程的步骤或任何新的组合。
