【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、光半導体素子駆動回路及び光送受信モジュールに関する。 より具体的には、本発明は、光通信や光データリンクに使用される光伝送装置に関連し、中でも光半導体素子の駆動に要する順方向印加電圧と駆動回路の電源電圧との差が小さい場合でも安定した動作が可能な低電圧電源対応の光半導体素子駆動回路及び光送受信モジュールに関する。

【０００２】

【従来の技術】現在急速な発展を遂げているマルチメディアにおいては、ＷＡＮ（Wide AreaNetwork）からＬＡ
Ｎ（Local Area Network）に至るまでの種々のネットワーク・バックボーンが使われている。 中でも最大の根幹を支えるものとしては光通信やＦＤＤＩ（Fiber Distri
buted Data Interface）が位置付けられており、それには高速・高性能の光伝送装置が不可欠となっている。 特に最近では、高速通信に限定されずにコンピューター関連機器の間を接続する目的でも、信頼性が高く、かつ、
高スループットの光インターコネクト技術のニーズが高まってきている。

【０００３】この要求に応えるべく、ファイバーチャンネルやＩＥＥＥ１３９４が規格化され、光ファイバーを使ったデータリンクが立上がり始めている。 コンピューターにおいてもダウンサイジングが急速に進んできて、
ＥＷＳ（Engineering Work Station）からＰＣ（Preson
al Computer）が標準的に使われるようになってきており、インターコネクトに要求される仕様としては、スループットの高速性能に加えて実用的な視点での適応性が重視されている。 即ち、システムに組込む実装性の観点からは、冷却が不要な低消費電力と、コンピューター内部で使用されるＩＣと同じインターフェースで、できれば同じ電源電圧で動作可能なものなどの要求があり、一方、コスト・パフォーマンスの観点からは、低コストの光送受信モジュールの要求が強い。

【０００４】特に、最近規格が固まったＩＥＥＥ１３９
４では、使用する光ファイバーの低コスト化と光リンクモジュールそのものの低コスト化の狙いから、プラスチックファイバーが採用され、ファイバーの低損失波長域である赤色の波長領域の光源との組合わせが急成長すると考えられている。 赤色の波長領域の具体的な光源としては、６５０ｎｍ程度以下の波長域で発振する光半導体レーザ（ＬＤ）が使われる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、本発明者の検討の結果、赤色のＬＤの採用に際しては、１．３μｍよりも長波長帯域のＬＤが使われてきた従来の光通信における光送受信モジュールとは異なった新たな問題が生じることが分かった。 以下、この問題について説明する。

【０００６】すなわち、赤外の波長帯のＬＤを使用する光通信装置の場合には、光子のエネルギーが１ｅＶ以下であるため、ＬＤ駆動回路を動作させるのに必要な電圧は１．２Ｖから高くても１．５Ｖで十分であった。 しかし、光子のエネルギーは波長に反比例して大きくなるため光半導体のバンドギャップ・エネルギーも光子エネルギーに比例して大きくなり、赤色領域の光を出力する光半導体素子の駆動に要するダイオード順方向電圧も大きくなる。 因みに６５０ｎｍ以下の波長で発振するＬＤの場合には、ＬＤ騒動回路に必要な電圧は最低２Ｖ以上となる。 内部抵抗が高かったり大きな駆動電流が必要で電圧損失が大きくなる場合も考慮すると、最大では２．５
Ｖ程度に達することを覚悟する必要が生じる。

【０００７】一方、最近多くの信号処理やメモリーＩＣ
を動作させるための電源電圧は、５Ｖから３．３Ｖに移行しつつあり、近い将来３．３Ｖ以下が標準となる可能性が高い。 また、信号処理ＩＣの消費電力低下と高速化を狙った微細プロセスが次々と開発され、ＩＣ内部の動作電圧が２Ｖ台以下に移行する動きも急である。 とは言っても、種々の電圧レベルの信号を混在させてシステム全体を組むことは複雑な上に不経済であるので、これらの不都合を回避するためＩＣ 内部動作電圧が低い場合でも、入出力インターフェースは３．３Ｖ系の論理レベルに合わせて整合を採る傾向が一般的になりつつある。

【０００８】従って、ＬＤ駆動回路としては、少なくとも３．３Ｖの単一電源電圧で確実に動作可能なＩＣ化可能なものを実現することが重要となってきた。 言い換えれば、３．３Ｖの電源電圧で、最大２．５Ｖの順方向駆動電圧を必要とするＬＤを駆動できる能力を持つ回路方式を実現することが不可欠である。 当然、電源変動を考慮する必要があるが、条件がゆるく最低限満たすべき電源電圧変動を５％以内と制限された場合でも、電源電圧とＬＤの順方向動作電圧との差は、０．６３５Ｖとなる。 もし通常通りに１０％の変動を認め、かつ、ＩＣ内部の配線抵抗による降下電圧を４７ｍＶと仮定した場合には、電圧差は０．４Ｖとなってしまう。

【０００９】図２７は、従来のＬＤ駆動回路の構成例を表す概略回路図である。 従来のＬＤ騒動回路では、５Ｖ
以上の電源電圧で動作するものとして設計されてきたためにＬＤの順方向降下電圧に比べて十分に大きな出力電圧が確保でき、ＬＤの駆動電流を制御するのに必要な電圧を余裕をもってスイッチング・トランジスタに振り分けることは容易であった。 このため、図２７に見られるように、高速動作を確保すると同時に比較的大きな駆動電流を精度良く制御して出力できるよう、高精度定電流発生回路に差動スイッチ回路を縦横みで設置した構造が最終段回路として広く採用されてきた。

【００１０】図２７に示したＬＤ駆動回路の全体構成の概略を具体的に説明すると、入力部にはリミッタ増幅手段とエミッタ・フォロワ回路から構成される波形整形と出力段の大電流スイッチ回路を駆動する目的のプリドライバ回路を設け、さらに出力段では、定電流発生源からの出力電流を論理入力の高低に応じて電流スイッチする差動トランジスタを設け、最終的な出力トランジスタのコレクタにＬＤに直流バイアスを印加する定電流源を接続した構成となっている。 この回路構成の出力段を正常に動作させるためには、出力トランジスタ差動スイッチ回路の動作に必要なバイアス電圧に加えて、そのエミッタに接続される電流発生回路を動作させるのに必要な電圧を合わせた電圧が最低限必要である。

【００１１】図２８は、典型的なｎｐｎトランジスタの電圧電流特性を表すグラフ図である。 本発明者の検討の結果、図２８に示したような特性を有するｎｐｎトランジスタを使って図２７のベース接地型の定電流発生回路を設計した時には、動作バイアスを注意深くぎりぎりまで小さく設定する工夫を施した場合でも、基準抵抗と定電流出力用制御トランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧を合計した必要電圧は、最低限０．５Ｖ以上であることがわかった。 もし、３．３Ｖ系のＩＣを同じ構成で設計しようとすると、上記電圧差の０．６３５Ｖを想定した場合でもその上に積み上げるとスイッチ・トランジスタに懸けることのできる電圧は０．１Ｖ程度となって、
スイッチ・トランジスタを線形領域で動作させることは不可能となってしまう。

【００１２】これを解決する手段として、正の入力電源電圧をＩＣ内部で変換して負の電圧を発生させる電源回路を設け、不足した電圧分を負の電源で補うことも考えられる。 しかしこの場合には、一般に光半導体素子を駆動する電流は数１０ｍＡ以上と比較的大きいため負の内部電圧発生回路にはこれ以上の電流容量が求められ、外部に容量を付加する必要が生じたり、あるいはインダクターが必要となって、ワン・チップＩＣとしてＬＤ駆動回路を実現することが難しくなる。 さらに、回路を動作させる実効電源電圧が増大したことに伴う消費電力増大に加えて、負の電圧を発生させる電圧変換回路の損失もあるため、ＩＣ全体として消費電力が増大する問題が生じる。

【００１３】以上詳述したように、駆動する光半導体素子の順方向動作電圧が駆動回路に供給される電源電圧とはぼ同じである場合、従来の駆動回路の構造と方法では、トランジスタのバイアス電圧不足で動作が困難になるという問題があった。

【００１４】また、それを解決しようとすると消費電力が大きくなったり、外部に容量やインダクターを設置する必要が生じてワンチップＩＣの実現が不可能になるなど、種々の不具合が生じて実用上大きな問題があった。

【００１５】本発明は、かかる課題の認識に基づいてなされたものである。 すなわち、その目的は、駆動される光半導体素子の順方向動作電圧より僅かに高い電源電圧の供給でも安定に動作し、光半導体素子を駆動するのに十分なスイッチ電流と電圧を出力することができ、かつ、その出力電流は所望の精度と値に可変設定できる能力と、ワンチップＩＣ化が容易なコンパクト性を実現できる光半導体駆動回路及び低電源電圧動作する光コネクタ結合型プラスチック光送受信モジュールを提供することにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】すなわち、本発明の光半導体駆動回路は、増幅手段と、前記増幅手段の出力電圧の振幅を一定値に制限するリミッタ手段と、を有し、リミツタ型増幅手段として動作することにより入力信号を増幅し整形して差動電圧パルスを生成するプリドライバ回路と、前記プリドライバ回路から出力される前記差動電圧パルスに基づき、外部負荷としての光半導体素子に駆動パルス電流を出力する出力回路と、を備えた光半導体素子騒動回路であって、前記出力回路は、共通結節点において互いのエミッタが共通接続された第１のトランジスタ及び第２のトランジスタと、前記共通結節点と接地間に接続された抵抗と、前記共通結節点に接続された可変定電流電源と、を有し、前記プリドライバ回路から出力された前記差動電圧パルスは、前記第１のトランジスタのベース及び第２のトランジスタのベースとに入力され、前記第２のトランジスタのコレクタ出力電流が、
前記駆動パルス電流として出力され、前記第１のトランジスタのベースに入力された前記電圧パルスの瞬時レベルがローレベルの時には、前記第１のトランジスタは遮断状態で前記第２のトランジスタは飽和動作に近い一定電流オン状態にあり、前記電圧パルスの入力レベルが所定のハイレベルに上昇した時には、前記第１のトランジスタは飽和動作に近い一定電流オン状態で前記第２のトランジスタは遮断状態になり、前記遮断状態と前記一定電流オン状態との中間の過渡状態ではエミッタ帰還が働いて前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタは互いにスイッチ反転するものとして構成されたことを特徴とする。

【００１７】上記構成により、駆動に必要な光半導体素子の順方向動作電圧より僅かに高い電源電圧を供給するだけでも動作可能で、しかも、光半導体素子に出力される電流は所望の値に可変設定できるワンチップＩＣ化が容易なコンパクトな光半導体駆動回路が実現できる。

【００１８】また、ここで、前記プリドライバ回路は、
前記増幅手段の出力電圧レベルを調節するレベルシフト手段をさらに有し、 前記出力回路とは別の電源が供給され、しかもその電圧は回路動作条件に依らず常時一定に保たれ、前記レベルシフト手段は、レベルシフト抵抗と温度依存型定電流発生回路とを有し、前記増幅手段のスイッチ電圧レベルの温度変動を補償するものとして構成されたことを特徴とする。

【００１９】上記構成により、光半導体素子に出力される電流パルス波形は、パルス幅と過渡応答が一定に保たれるほか、振幅はＬＤの温度変化に対する光出力劣化を補償するような特性を得られるようになる。

【００２０】また、前記出力回路の前記可変定電流電源は、負の温度依存性を持つ定電流を発生し、前記第２のトランジスタから出力される電流パルスの振幅は温度が変化しても一定値を保持するように補償されることを特徴とする。

【００２１】上記構成により、パルス電流振幅をＩＣ動作条件に依存せず一定に保つことができる。

【００２２】または、前記出力回路の前記可変定電流電源は、一定値のバイアス電流成分に加えて、負の温度依存性を持つ補償電流成分を発生し、前記第２のトランジスタから出力される電流パルスの振幅は前記バイアス電流成分によって一定値に制御され、且つ、前記電流パルスの振幅は前記補償電流成分によって温度が変化しても一定値を保持するように補償されることを特徴とする。

【００２３】上記構成により、パルス電流振幅をＩＣ動作条件に依存せず一定に保つたまま、所望の精度と値に設定できる能力を持たせることが出来る。

【００２４】または、前記出力回路の前記可変定電流電源は、前記共通結節点と接地との間に並列接続されたエミッタ接地型のサイズｎのトランジスタと、前記共通結節点に接続されたコレクタと、前記サイズｎのトランジスタのベース接続されたベースとを有し、前記共通結節点にバイアスされる電流値の１／（ｎ＋１）の一定電流が流れる、サイズ１の単位トランジスタと、前記単位トランジスタのエミッタと接地との間の電圧差が常に零となるように前記サイズｎのトランジスタのベースと前記単位トランジスタのベースとに帰還信号を供給する誤差増幅・帰還回路網と、を有することを特徴とする。

【００２５】上記構成により、小容量の負電源を使える場合には、基準電流精度が高くなることに加えて、負荷変動による電流増幅率の変化や電源電圧の変動の影響が少ない高精度の電流調節機能が実現できる。

【００２６】または、前記出力回路の前記可変定電流電源は、第１の電流ミラー回路と第１の基準電流発生源とを有し、前記第１の電流ミラー回路は、前記共通結節点と接地との間にコレクタが接続されたエミッタ接地型のサイズｎ×ｍのトランジスタと、前記サイズｎ×ｍのトランジスタと対をなすサイズｍのトランジスタと組合せてなり、前記第１の基準電流発生源は、前記共通結節点にバイアスされる電流値の１／ｎの一定電流を前記第１
の電流ミラー回路に注入するものとして構成されたことを特徴とする。

【００２７】上記構成により、電流容量を確保しつつ、
所定の増幅率を有する電流ミラー増幅を実現することができる。

【００２８】または、前記出力回路は、前記第２のトランジスタの前記コレクタに接続され、前記駆動パルス電流に一定値の直流バイアス電流を付加する作用を有する定電流発生回路をさらに有することを特徴とする。

【００２９】上記構成により、コンパクトな回路構成で、精密に制御されたＬＤ直流バイアス用温度依存型定電流発生回路を付加でき、ＬＤの良好な高周波動作を確保できる。

【００３０】また、本発明の別の光半導体素子駆動回路は、以下に列挙するようにシュミット回路に類似した構成を有する点にひとつの特徴を有する。

【００３１】すなわち、本発明の光半導体素子駆動回路は、増幅手段と、前記増幅手段の出力電圧の振幅を一定値に制限するリミツタ手段と、を有し、リミツタ型増幅手段として動作することにより入力信号を増幅し整形して矩形状電圧パルスを生成するプリドライバ回路と、前記プリドライバ回路から出力される前記電圧パルスに基づき、外部負荷としての光半導体素子に駆動パルス電流を出力する出力回路と、を備えた光半導体素子駆動回路であって、前記出力回路は、共通結節点において互いのエミッタが共通接続された第１のトランジスタ及び第２
のトランジスタと、前記共通結節点に接続された可変定電流電源と、を有し、前記プリドライバ回路から出力された前記電圧パルスは、前記第１のトランジスタのベースに入力され、前記第２のトランジスタのコレクタ出力電流が、前記駆動パルス電流として出力されるものとして構成されたことを特徴とする。

【００３２】前記電流出力回路においては、一つはスイッチ・トランジスタのコレクタ・エミッタ間が飽和動作領域までスイッチする方式であり、もう一つはコレクタ・
エミッタ間電圧が非飽和動作領域内でスイッチ動作する方式である。 非飽和方式においては、前記プリドライバ回路および抵抗値を適宜最適化した抵抗網回路と併せてベース入力パルスのハイレベルを制御する機能を持たせ、パルス振幅とそのレベルを制御してスイッチ出力電流を制御する非飽和電流スイッチ動作によって、その発生するパルス振幅の電流値を一定に規定する機能を兼ね備えた動作をする回路方式である。 即ち、通常ベース接地型トランジスタ増幅手段によってベースバイアス電圧とエミッタ負荷抵抗で規定される定電流がコレクタから出力されるものが基本的な定電流発生回路であるが、ベース電圧を定常的に固定する代りにベースを矩形パルスで駆動することによって、パルス・ハイ状態の時に一定の電流出力、パルス・ロー状態の時に出力電流零の動作を達成している。

【００３３】または、本発明の光半導体素子駆動回路は、増幅手段と、前記増幅手段の出力電圧の振幅を一定値に制限するリミツタ手段と、を有し、リミツタ型増幅手段として動作することにより入力信号を増幅し整形して電圧パルスを生成するプリドライバ回路と、前記プリドライバ回路から出力される前記電圧パルスに基づき、
外部負荷としての光半導体素子に駆動パルス電流を出力する出力回路と、を備えた光半導体素子駆動回路であって、前記出力回路は、共通結節点において互いのエミッタが共通接続された第１のトランジスタ及び第２のトランジスタと、前記共通結節点に接続された可変定電流電源と、を有し、前記プリドライバ回路から出力された前記電圧パルスは、前記第１のトランジスタのベースに入力され、前記第２のトランジスタのコレクタ出力電流が、前記駆動パルス電流として出力され、前記第１のトランジスタのベースに入力された前記電圧パルスの瞬時レベルが低い時には、前記第１のトランジスタは遮断状態で前記第２のトランジスタは飽和状態、または、一定電流オン状態にあり、前記電圧パルスの入力レベルが所定の値以上に上昇した時には、前記第１のトランジスタは飽和状態で前記第２のトランジスタは遮断状態になり、前記遮断状態と前記飽和状態、または、一定電流オン状態との中間の過渡状態では正帰還が働いて前記第１
のトランジスタと前記第２のトランジスタは急激にスイッチ反転するものとして構成されたことを特徴とする。

【００３４】つまり、最初、入力信号はプリドライバ回路に入力され、増幅・整形して出力回路段を駆動するのに最適な振幅を持つパルス信号に変換する。 プリドライバ回路は基本的に差動増幅型のリミッタ増幅手段であり、振幅がはぼ一定の値をもち、波形の立上りと立下りが高速化された出力パルスを得る。 しかも、出力パルスのハイ・レベル電圧は、最終段出力回路のパルス電流出力の振幅ピーク値を規定する。

【００３５】リミッタ増幅回路内部にはレベルシフト抵抗を内蔵させ、出力パルス電圧の直流レベルとしては、
ハイ・レベルを一定値に保たせるか、レベルシフト抵抗に発生する電圧に多少正の温度係数を持たせてハイ・レベルが温度と共に降下する特性を持たせて、出力段スイッチ回路トランジスタの入力弁別レベルの温度変動を少なくさせる。

【００３６】整形・増幅された電圧パルス信号は、回路の基本構造がシュミット回路に類似したエミッタ結合パルス増幅手段構成の出力回路に入力され、出力側トランジスタに外部負荷として接続したＬＤにＯＮ／ＯＦＦ変調したパルス電流を供給するように変換する。 飽和型スイッチ回路方式の場合には、出力回路トランジスタのコレクタ・エミッタ間は飽和動作まで入るように動作させるが、非飽和スイッチ方式の場合には、電流スイッチ出力回路における第１および第2のトランジスタは、電流が遮断しているオフ状態と、コレクタ・エミッタ間電圧は飽和電圧までは下がらずに、トランジスタの能動動作が可能な一定の電圧を保持したまま一定値の電流が流れているオン状態の、２状態間を遷移する。 具体的には、
出力回路では第１のトランジスタのベースにプリドライバ出力パルス信号電圧が入力され、そのコレクタには抵抗を負荷として接続する。 コレクタと負荷抵抗の接続点には第２と第３の抵抗を直列に接続して接地に落とし、
第２と第３の抵抗の結節点に第２のトランジスタのベースが接続される。 ベースに効率的に高周波信号成分を伝えて出力スイッチ波形の過渡応答を高速化するため、第２の抵抗に並列して容量を設置する。

【００３７】第１と第２のトランジスタのエミッタは互いに共通接続し、さらに第４の抵抗を介して接地に接続する。 従って、第４の抵抗によるインピーダンスで電流帰還が懸かる一種のパルス増幅器である。 共通エミッタの結節点には、さらに定電流源を接続し、その発生する電流値を適宜調節して、第２のトランジスタのコレクタ端子を出力として外部負荷として接続されるＬＤに所望の値の電流が流れるように制御する。

【００３８】飽和型スイッチ回路方式の場合には、第２
と第３の抵抗の値は、基本的に第２のトランジスタが飽和動作を起こすのに十分な程度にベース・バイアス電流が流れるように値を決める。 もし共通エミッタに接続される定電流源が無い時には、ＬＤに流れる電流値は、コレクタ・エミッタ問飽和電圧は０．１Ｖ以下ではぼ無視できるため、外部供給電源電圧とＬＤの電気的特性としてのダイオード順方向整合電圧と内部動作抵抗、第４の抵抗の値で決まる。 非飽和型スイッチ動作回路においては、 第２と第３の抵抗の分割電圧で決まる第2のトランジスタのエミッタ電圧を第４の抵抗値で割った電流と第４の抵抗に並列に接続した定電流源出力電流値とを合計した電流がＬＤに出力印加される出力電流となる。

【００３９】特に、出力負荷電流を変える時には第２のトランジスタの平均ベース注入電流が変って出力電流パルス幅も変動するが、第２のトランジスタのベース駆動バイアス電圧を最適化することによって出力パルス幅の変動を最小に抑えることができる。 これを実現する手段としては、共通エミッタに接続する上記定電流源に比例する一定割合値の電流バイアスを第2と第3の抵抗の結節点であるベース接続点に注入する方法が有効である。

【００４０】飽和型スイッチ出力回路の場合には、出力回路における第２のトランジスタのコレクタ負荷が純抵抗である場合にはシュミット回路そのものであるが、純抵抗とは異なりＬＤなのでインピーダンスが動作環境条件により大きく変り、このままでの電源変動や温度変動によってＬＤに注入される電流が大きく変化する。 共通エミッタに接続される定電流源には、ＬＤに注入するＯ
Ｎ／ＯＦＦ電流パルス振幅値を調節すると同時に、電源電圧や温度変動などの動作環境変化に対応して適宜出力電流値を調整させて常にＬＤに所望の注入電流設定値を保つような特性を実現する役目を担わせる。 結果的に、
出力回路の動作は実質的にシュミット回路と等価な振舞いを示し、入力電圧に対するハイとロウの弁別レベルは一定の履歴を持ち、かつ、出力端には急峻な過渡応答特性を示す矩形パルスが得られる。 勿論、これら特性パラメーターの具体的数値は、実際の設計に依存して決定できる。 定電流源は基本的に出力インピーダンスは非常に大きい値をもつのに対し、共通エミッタに接続される第４の抵抗値は小さな値であるので、共通エミッタと接地間のインピーダンスは電流源の動作電流には影響されない。

【００４１】上記パラグラフに記載した内容は、そのまま非飽和型スイッチ回路にはそのまま適用されるものでは無いが、非飽和型スイッチ回路の場合でも、スイッチの過渡応答動作時には電流正帰還が懸かり高速に論理反転が起こることに加えて、入力遷移レベルに関してヒステリシスを示してシュミット回路と類似の動作をすること、および、エミッタの電流帰還特性に関しては定電流源負荷の変動が高周波動作特性に影響しないことは、同様である。 また、下記の通りエミッタ抵抗に並列に容量が付加された時には、過渡応答に対するピーキングとして作用すること、その最適なエンハンス容量値としては、浮遊容量と定電流回路のコレクタ出力容量の分を恣意的に接続する容量値から差し引いた値として設定すれば良い。

【００４２】基本的に出力段回路では出力トランジスタの動作は飽和型スイッチ出力回路方式では線形能動領域に留まることなくＯＮ／ＯＦＦの飽和領域に限定され、
一方、非飽和型スイッチ方式の場合は、ＯＮ状態はコレクタ・エミッタ電圧が飽和領域には入らない一定の電流が導通している状態をとるため、外部負荷のＬＤには、
ＯＮ／ＯＦＦ変調されたパルス電流しか流れない。 一方、ＬＤの高周波特性を確保するためには閾値付近まで直流バイアス電流を常時懸けることを必要とする。 このような要求には、直流電流バイアスを外部から供給する方法もある。 しかし、高周波的に高いインピーダンスで供給する必要があるためにバイアスＴ（ティー）などの高価で大きな部品が不可避であり、低コストでコンパクトな光送信器は実現できない。 これを解決する方法としては、内部に定電流源を具備させて出力トランジスタのコレクタ端子に直接接続する方法が効果的である。

【００４３】また、第４の抵抗に並列して容量を抱き合わせて設置して１ｎｓ以下の時定数を持たせ、出力回路の増幅特性に高周波ピーキングを懸けることによって、
矩形パルス出力波形の過渡応答時間を短くすることと最高動作周波数の増大を実現することができる。

【００４４】単純にエミッタ・フォロワ出力のプリドライバ回路を最終段出力回路に接続した場合には、温度上昇に伴ってベース・エミッタ間電圧が低下して弁別レベルが変動してＬＤに負荷される電流パルス幅が変わって伝送波形のデユーティ比が変る特性が生じる。 実質的に弁別レベルが変らないようにするため、出力回路トランジスタを含めて、プリドライバ回路のエミッタ・フォロワに使われている縦横みで使用されるトランジスタ数の合計の半分を数に相当する等価的ダイオード数分の温度変動を丁度補償する逆の電圧変化をプリドライバ回路のレベルシフト抵抗に発生させればよい。 電圧降下に正の温度係数を持たせるためには、正の温度係数を持つ定電流源を差動リミッタ増幅器の２つのコレクタ負荷抵抗とレベルシフト抵抗の共通結節点にさらに接続し、電流の変化率とレベルシフト抵抗の値との積が、ダイオード１
個当たり約１．２ｍＶ／℃の等価的ダイオード数倍と一致させればよい。 非飽和型スイッチ出力回路方式の場合も原理的には同様の動作であるが、パルス幅デューティ比変動抑制と同時に出力の電流振幅の変動も抑える必要がある。 最終的には、ＬＤ出力電流そのものを制御する必要があるが、調整パラメターとしてエミッタ電流、分割抵抗比、それに懸ける温度依存型バイアス値などがあり、どの組み合わせで実現するかによって、何通りかの組み合わせ回路方式が考えられる。

【００４５】使用可能なプロセスに依存する問題ではあるが、一般的にｐｎｐトランジスタの帯域幅は、ｎｐｎ
トランジスタに比べて一桁以上小さい。 出力回路の共通エミッタに接続する定電流源として周波数帯域特性の関係でｐｎｐトランジスタを採用できない場合には、定電流回路の設置が難しくなる。 これを解決する方法として、共通エミッタと接地間にｎｐｎトランジスタのコレクタとエミッタを接続し、ベースは誤差増幅器の帰還電圧を入力し制御する方式が有効である。 即ち、電流源を構成するトランジスタは想定される最大発生電流量に応じたサイズが必要であり、基本トランジスタのｎ倍のものを置く。 同時にコレクタとベースを共通に接続した基本サイズのトランジスタをもう１個置き、エミッタは負の基準電源に基準抵抗を介して接続する。 基準電圧と基準抵抗値を適宜選択し、電流源として設定したい電流値の１／（ｎ＋１）の電流が流れるようにする。

【００４６】設定電流に一定の特性を持たせたい時には、基準電圧を同じ比率で変化する特性を持つように設計する。 この構成で、エミッタと基準抵抗の結節点と接地間の電圧差が常に零となるように誤差電圧を増幅してベース電圧に帰還して制御する。 基本トランジスタの電圧電流特性が飽和特性に達するコレクタ・エミッタ間電圧が第４の抵抗の端子間電圧より大きくなるように最大コレクタ電流となるように選んでやれば、（ｎ＋１）個の基本トランジスタが並列動作している時でも動作インピーダンスは第４の抵抗の値より数１０倍以上の大きな値とすることは可能であり、実質的には定電流源を接続した時と同様の特性が保持される。

【００４７】厳密には負電源を使った上記定電流発生回路方式とは異なるが、定電流回路の動作原理的には極類似した回路方式としての電流ミラー回路を採用した負電源を使わない定電流回路も適用可能である。 しかし、これら二方式の差異については、注意を要する。 前者は、
一般に遮断周波数が低いｐｎｐトランジスタを使わないので、帰還回路が広帯域化可能であること、負電圧そのものを必要とするデメリットはあるが、逆に負電圧を使うことによる基準電流の高精度化が可能であること、一般的なトランジスタの特性として負荷変動(特に出力電流変動)による電流増幅率の変化が小さい、電源電圧の変動の影響が少ないなどの特徴を持つ。 一方、後者は単一電源で動作可能であり、かつ、ワンチップＩＣが可能なことが大きな特徴である。

【００４８】前記ＬＤ駆動回路を使用すれば、ＬＤの順方向印加電圧と駆動回路の電源電圧との差が小さい場合でも動作可能な低電圧電源対応の送信モジュールを実現することができる。 ＬＤ駆動回路が組込まれたＩＣと、
ＬＤ素子、さらにモジュールを動作させるのに付随する容量と抵抗などを基板上一括実装したサブモジュールを内蔵し、外部から光結合するための光コネクタの電気的に結合するためのリードを具備した一括モールドでプラスチック・パッケージに成形する。 この結果、電源電圧は他の信号処理ＩＣに供給するものと共用した単一の電源で動作し、しかも、通常の放熱設計で使用可能な低消費電力でコンパクトな送信モジュールが実現できた。 サブモジュールの上に同時に光受信器を実装することによって、同様な特徴を保持した光送受信機が実現できる。

【００４９】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について詳細に説明する。

【００５０】まず、図１〜図８に関して説明する各実施形態においては、出力回路２００に２つのトランジスタＱ５、Ｑ６からなる差動増幅回路が設けられている。 この差動増幅回路は、電流スイッチ機能と定電流発生機能とを併せ持つことがひとつの特徴である。 これらの各実施形態は、上述した本発明の目的を十分に達成でき、さらにそれに加えて、回路内部のバイアス電圧調節をそれ程微細に設定しなくても出力パルス幅の歪みが小さく、
また、バースト入力に対して出力振幅が定常値に落ち着くまでの振幅の過渡応答変化が無視できるレベルにあるという利点も併せて有する。

【００５１】次に、図９〜図２５に関して説明する各実施形態においては、出力回路２００がシュミット回路に類似した基本構成を有する点にひとつの特徴を有する。
これらの各実施形態も、上述した本発明の目的を十分に達成できる。 さらに、出力パルスの立ち上がり時間と立ち下がり時間とを互いに相補的に調節できる特徴がある。

【００５２】図９〜図２５に例示した各実施形態の出力回路トランジスタは、ほぼ完全な飽和スイッチ動作をさせることが可能であり、または、それらのスイッチ動作を積極的に非飽和動作領域まで拡張することも可能である。

【００５３】トランジスタを飽和動作させると、トランジスタの飽和の深さに応じて出力パルス幅が入力パルス幅よりも広がり、また、負荷ＬＤの動作インピーダンスの値が出力電流値に直接影響する。 これに対して、スイッチ動作を非飽和動作領域にシフトさせると、出力パルス電流特性の制御性をさらに大きく改善できる。

【００５４】一方、図２６に関して説明する実施形態においては、図１〜図２５に例示した各実施形態の駆動回路のいずれかを搭載した光送受信モジュールが提供される。

【００５５】以下、図１から順に本発明の実施の形態について説明する。

【００５６】図１は、本発明の実施の形態にかかわる光半導体素子騒動回路の概略構成を表す回路図である。 同図の駆動回路は、差動入力信号を入力してＬＤを駆動する電流パルスを出力する回路であり、プリドライバ回路１００と出力回路２００とを有する。

【００５７】差動入力信号であるＩＮＰＵＴとＩＮＰＵ
Ｔ／は、プリドライバ回路１００のトランジスタＱｌとＱ２のベースにそれぞれ入力される。 Ｖｂｂを基準電圧入力としたトランジスタＱ７と抵抗Ｒ４からなる定電流回路のコレクタ電流出力は、差動増幅トランジスタＱｌ
とＱ２の共通エミッタに接続される。 ＱｌとＱ２の各々のコレクタには値が同一の負荷抵抗ＲｌとＲ２が接続され、共通結線された後レベルシフト抵抗Ｒ３を経由して電源Ｖｃｃに接続される。 差動トランジスタ増幅器に入力された時、ハイレベルの信号が入力したトランジスタは動作領域にあるとき、ローレベルの信号が入力したもう一方のトランジスタがカットオフに入る程度以上の一定の振幅を持つ矩形パルス波形に整形されたＱ１、Ｑ２
の出力は、トランジスタＱ３、Ｑ４、Ｑ８、Ｑ９、抵抗Ｒ５、Ｒ６から構成されるエミッタフォロワ回路で電力増幅され、出力回路２００のトランジスタに信号として入力される。 このプリドライバ回路１００は、動作的にはリミッタ増幅器と等価であり、その基本構成は図１１
に表した従来回路のプリドライバ回路と概略同一である。 通常レベルシフト抵抗Ｒ１で発生させる電圧は、次段の出力回路内部動作バイアス点を最適な値に調節させるためにある電圧範囲に入るように設定すれば良いが、
ここでは、以下に記すような特殊な機能を達成するために、その目的に要求される特性を持たすことが不可欠である。

【００５８】プリドライバ回路１００で整形・増幅された差動矩形パルス信号は、出力回路２００に入力され、
最終的にはＬＤをパルス電流駆動するためのＯＮ／ＯＦ
Ｆ変調された電流出力として出力される。 出力回路２０
０は、基本回路構成としては差動増幅器となっている。
具体的には、トランジスタＱ５とＱ６のベースに入力された差動信号により、ハイレベル側のトランジスタは、
共通エミッタに接続された抵抗Ｒｅに流れる電流Ｉｅと定電流源Ｉ１に流れる電流の合計の電流をコレクタから吸い込み、ローレベル側のトランジスタのコレクタ電流は零となるよう動作する。

【００５９】トランジスタＱ５とＱ６のエミッタは共通に接続され、さらに抵抗Ｒｅを介して接地に接続されているため、Ｒｅに流れる電流は、ベース入力パルスのハイレベルＶｈからベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅを差引いた値をＲｅで割った値（Ｖｈ−Ｖｂｅ）／Ｒｅとなる。 エミッタ電圧（Ｖｈ−Ｖｂｅ）を一定値に保つようにした時には、動作条件に依らずＬＤへのパルス電流出力振幅は一定となり、パルス電流に対して定電流回路として作用する。

【００６０】このように、Ｑ５とＱ６で構成される差動増幅回路は、電流スイッチ機能と定電流発生機能とを併せ持つ回路となっていることが大きな特徴である。 しかもＱ５とＱ６の共通エミッタの接続点には、定電流源が同時に接続されているため、この定電流源を流れる電流値Ｉ１を調節することにより、トランジスタＱ６のコレクタ端子を出力として、外部負荷として接続されるＬＤ
に所望の値の電流振幅が出力されるように制御することができる。 従って、定電流出力の電流値を決めるのはトランジスタＱ５とＱ６のベースに入力するパルス・ピーク値、すなわちプリドライバ回路出力の論理ハイ・レベルであり、その電圧を一定規則値に保つことが求められる。 一定値に保つことを実現するには、プリドライバ回路を動作させる電源電圧Ｖｃｓを安定化すると同時に、
バイアス電圧Ｖｂｂ、抵抗Ｒ４とトランジスタＱ７で構成される定電流発生回路の出力電流に一定の正の温度係数を持たせ、加えてレベルシフト抵抗Ｒ１の値を最適化して、Ｒ１の両端に発生する電圧には約１．２ｍＶ／℃
の正の温度係数を持たせてＱ３とＱ４のベース・エミッタ間電圧の温度依存性に相当する約−１．２ｍＶ／℃の負の温度係数を相殺させれば良い。 これが、プリドライバ回路に要求される特殊な性能であり、従来の回路とは異なる点である。 厳密な定電流出力を得るためには、第一近似ではこの２倍の温度係数が必要となる。 実際にはトランジスタの電流増幅率も変化するので2倍よりは小さく、もし、プリドライバの設定をこのまま使った時にはＬＤの光変換効率低下を表す特性温度に近い電流変化率を示すので、ＬＤのフィードフォワード光出力安定化に使える。 また、温度変化による電流増幅率変化に対応してパルス特性も変化するが、この変動を最小に抑えるためには、前記プリドライバ回路の設定が最適であることが判った。 従って、厳密な定電流出力を得る手段は、
併置した定電流源Ｉ１を制御する方が優れている。

【００６１】なお、ＬＤの順方向降下電圧が２．５Ｖあったとして、仮にＱ６がオンと成っている時にコレクタ・エミッタ間電圧を０．３５Ｖ確保したとして、電源電圧が３ＶとしてもＲｅの端子間には０．１５Ｖが残るので上記動作は十分可能である。

【００６２】図２は、回路内部に定電流源Ｉ２を具備させ、出力トランジスタのコレクタ端子に直接接続した光半導体素子騒動回路の概略構成を表す回路図である。

【００６３】図１に関して前記した通り、出力回路２０
０における出力トランジスタの動作は線形領域に留まることは無く、ＯＮ／ＯＦＦの飽和領域に限定した。 従って、コレクタ出力端子からＬＤ負荷に対して出力される電流は、ＯＮ／ＯＦＦの矩形パルス電流であり、特別に直流バイアス成分は含まれていない。 しかし、ＬＤのように閾値に近い直流バイアス電流を常に懸けることにより、始めて高周波変調特性を確保できる光素子の場合には、直流バイアス供給回路の設置が不可欠となる。 簡便に外部から直流バイアス電流を供給する方式も原理的には考えられる。 しかし、ＬＤに注入される直流バイアス電流端子には同時にパルス電流信号も入力されるため、
高周波的に高いインピーダンスでＬＤと結合する必要がある。 これを実現する手段として、通常バイアスＴ（ティー）が使われるが、高価な上にサイズ的に大きな付加部品となる。

【００６４】図２は、このような付加部品の使用を避けるための実施の形態にかかわる光半導体素子騒動回路の概略構成を表す回路図である。 すなわち、同図に例示したように、回路内部に定電流源Ｉ２を具備させ、出力トランジスタのコレクタ端子に直接接続する方法が効果的である。

【００６５】次に、冒頭に説明した図１の駆動回路のいくつかの具体例について説明する。

【００６６】図３は、具体的な定電流源を電源Ｖｃｃ側から接続した回路の一例を表す概略回路図である。 すなわち、ＬＤの両端に定電流源出力トランジスタＱ１００
を接続し、前記したような要求を満たす特性を持つＩ１
を発生するように、トランジスタＱ１００のベースには、制御された電圧Ｖｉｃを入力する。 定電流源の出力インピーダンスは一般に数１００ｋΩと大きいのに対し、共通エミッタに接続されるＲｅの抵抗値は大きくても数１００Ω、通常は数１０Ω以下の小さな値であるので、共通エミッタと接地との間の抵抗値は電流源の動作電流の設定値に影響されず、実質的に共通エミッタと接地間に抵抗Ｒｅが接続された差動増幅器として動作する。 この回路例では、ＬＤへの最大出力電流は（Ｖｈ−
Ｖｂｅ）／Ｒｅに制限され、それより小さな出力電流をＬＤに出力するように制御可能である。

【００６７】図４は、ミラー回路を使った定電流源を接続し、図３をさらに具体化した回路の一例を表す概略回路図である。

【００６８】すなわち、Ｖｃｃに接続された定電流源Ｉ
１０からトランジスタＱ１１に入力され、電流をミラー反転してＱ１０のコレクタから電流出力したものである。 Ｑ１０のトランジスタ・サイズをＱ１１のものより大きく選べば、サイズ比分だけ電流は増幅されて大きな電流を出力することが出来る。 Ｑ１０の出力インピーダンスは抵抗Ｒｅに比べて十分小さければ良く、しかもＱ
１０のコレクタ電圧はＱ５とＱ６の共通エミッタ電圧であるのでほぼ一定値を示し、Ｑ１０の動作領域が多少飽和動作領域に入り懸かったとしても差し支えない。 実際にコレクタ・エミッタ間電圧が０．２Ｖ程度に下がった場合でも問題無く動作可能であった。 また、図３に例示した回路の場合は、定電流を増やせばＬＤ出力電流を減らす方向に働いたのとは対称的に、本実施形態では出力電流を増大することが出来る。 その最大値は、出力トランジスタＱ６の高周波特性が保持できる電流容量とＬＤ
のダイオード順方向降下電圧で制限される。 電流ミラー回路の増幅率の出力電流値依存性やトランジスタ特性依存性を小さくするため、例えば図４に示したようにＱ１
２とＲ７による増幅回路を接続して、電流伝達特性の直線性を改善した回路を使用しても、本発明の主旨を逸脱するものではないことは明らかである。

【００６９】図５は、図４を更に変形して更に一段の電流ミラー回路を設け、制御電圧Ｖａｃと抵抗Ｒ９とＱ１
６で構成される定電流発生回路からの出力電流Ｉａｃを基準電流とした回路例である。 Ｉａｃは２段のミラー回路を経由するので、適宜増幅した後出力トランジスタＱ
６のエミッタに定電流を注入出来る。 そのためＩａｃの値は小さくても良いため、定電流発生部はコンパクトで自己発熱の影響が小さい回路として実現できる。 また、
制御電圧Ｖａｃの温度依存性をＱ１６のベース・エミッタ間電圧の温度依存性に併せておくことによって、Ｉａ
ｃに関しては温度に依存しない一定電流を発生することも出来る。 また、図１に関して前述したように、Ｖａｃ
の制御特性を変えてＩａｃに負の温度係数を持たせてＲ
ｅに流れる電流の変化を相殺するようにしても良い。 接地に接続したＲ９の値を変えた場合には、それに逆比例した電流Ｉａｃが得られるため、パルス電流振幅の調整はチップ内部に設ける場合でも、外部に設ける場合でも容易に対応可能である。

【００７０】図６は、回路に小容量の負電源が使える場合の構成を例示したものである。 すなわち、図に示したように、共通エミッタと接地との間にｎｐｎトランジスタＱ５０のコレクタとエミッタを接続し、ベースは誤差増幅器Ａの帰還電圧Ｖｔｃを入力し制御する方式が有効である。 ここで、電流源を構成するトランジスタＱ５０
には想定される最大発生電流量に応じたサイズが必要であり、基本トランジスタのｎ倍のものを置く。 同時にコレクタとベースを共通に接続した基本サイズのトランジスタＱ５１をもう１個置き、エミッタは負の基準電源−
Ｖｒ ｅｆに基準抵抗Ｒ５０を介して接続する。 基準電圧Ｖｒｅｆと基準抵抗Ｒ５０の値を適宜選択し、電流源として設定したい電流値Ｉ１の１／（ｎ＋１）の電流が流れるようにする。 設定電流Ｉ１に一定の特性を持たせたい時には、−Ｖｒｅｆの値を同じ比率で変化するように設計する。

【００７１】この回路構成で、Ｑ５１のエミッタと基準抵抗Ｒ５０の結節点と接地間の電圧差が常に零となるように誤差電圧を増幅器Ａで増幅した電圧Ｖｔｃをベースに帰還して制御する。 これにより、Ｑ５０とＱ５１のコレクタに流れ込む合計の電流は常にＩ１となる。 ｎの値を適宜大きく選び、基本トランジスタの電圧電流特性が飽和特性に達するコレクタ・エミッタ間電圧（図２８
で、初期立上りがなだらかな右上がりに転じる肩の付近の電圧）が抵抗Ｒｅの両端子間電圧より大きくなるように最大コレクタ電流を適当に小さくすることができる。
この時、（ｎ＋１）個の基本トランジスタが並列動作している動作インピーダンスは、最悪でも抵抗Ｒｅの値より数１０倍以上の大きな値とすることが可能であり、実質的には定電流源を接続した時と同様の特性が保持される。

【００７２】この実施形態では、負の基準電圧が使えるので基準電流精度が高くなることに加えて、負荷変動による電流増幅率の変化が小さい、電源電圧の変動の影響が無いなどの特徴を持つ。 この回路では、パルス電流調整用の定電流回路に適用する場合を例示したが、直流バイアス電流用の定電流回路としても適用できることは明らかである。

【００７３】図７は、図５に示した実施形態を更に拡張し、全動作条件範囲に亙って一定パルス振幅と過渡応答波形が得られる回路例を表す。 制御電圧Ｖａｃを使ったＲ１３とＱ２４からなる定電流回路の出力電流と、制御電圧Ｖｃｔを使ったＲ１１とＱ２０からなる定電流回路の電流電流の差をＱ１８のコレクタ電流として注入し、
Ｑ１７で増幅した出力電流Ｉｃｔは、図１に示したように定電流Ｉ１に負の温度係数を持たせてＲｅに流れる電流の変化を相殺する基準電流である。 これと、動作条件に依存せず一定の出力を保つＩａｃを合成し、最終的な電流Ｉ１をＱ１０のコレクタから出力する回路構成になっている。 この実施形態では、最終的に唯一Ｒ９の値を調整すれば、出力トランジスタＱ６のパルス振幅が一義的に規定され出力され、動作条件に依らず一定に保持される。 同時に、パルス波形の幅や、立上り・立下り時間などの過渡応答特性も一定に保たれる特徴を持つ。

【００７４】図８は、図２の具体的な回路例を示したもので、前記図７を更に拡張した回路となっている。 図７
で既に記載した内容は省略し、直流バイアス回路を中心に説明する。 基本的にはＬＤの閾値温度特性を補償する手段として、本発明者が特願平１０−４２１０９号において提案した温度依存型定電流発生回路に示した制御電圧Ｖｄｃを使用し、Ｒ２０とＱ３１から構成される温度依存型定電流発生回路によって温度変化に対して指数関数的に値を変える電流Ｉｄｃを発生している。 これを２
段のミラー反転電流増幅器で増幅し、所望の値の直流バイアスＩ２としてＱ２５コレクタから出力している。 ここでは、直流バイアス電流の制御範囲が大きいため増幅器の電源としてＶｃｓより大きなＶｃｃを使っているほか、Ｑ２７とＱ３０による伝達特性変化の抑圧に加えて、ミラー・トランジスタの各々のエミッタにトランジスタサイズに逆比例する値を持つ電流帰還抵抗Ｒ１４、
Ｒ１５，Ｒ１７，Ｒ１８を設けて、トランジスタの特性変化とバラツキ、電源電圧の変動の影響を軽減している。

【００７５】後に図１８に関して詳述する具体例の場合と同様に、電流ミラーを用いた回路方式においては、ミラー・トランジスタのサイズに応じて電流増幅率が決定される。 例えば、ミラー・トランジスタの一方のサイズを１（基本サイズ）、他方のサイズをｎとした場合には、サイズ１のトランジスタに電流を入力し、電流をミラー反転してサイズｎのトランジスタのコレクタから電流出力すれば、サイズ比ｎ分だけ電流が増幅される。 入力する電流値がサイズ１の基本トランジスタの電流容量よりも大きい場合には、その電流に見合うサイズ、例えば、ｍ倍のサイズとすれば良い。 すなわち、ミラー・トランジスタの一方のサイズをｍ、他方のサイズを（ｍ×
ｎ）とすれば同等の電流容量を増大しつつ同等の増幅率を確保することができる。

【００７６】Ｖｄｃ発生法の回路の詳細に付いては、前記特願平１０−４２１０９号明細書に開示されているのでここでは省略するが、定電流出力トランジスタＱ３１
のエミッタに接続される抵抗Ｒ２０の値は、ミラー電流増幅回路の内部電圧が動作上不都合を生じない程度に小さく選ぶことが重要である。 図８に例示したような回路によれば、ＬＤ閾値の温度特性を極めて正確に補償することができる。 従って、このような温度依存型定電圧発生回路を形成したＩＣチップをＬＤとともに熱伝導性の良いキャリアにマウントして、同一の温度となるようにすれば、極めて正確に温度補償を行うことができる。

【００７７】以上、図１〜図８を参照しつつ、出力回路２００に２つのトランジスタＱ５、Ｑ６からなる差動増幅回路が設けられた駆動回路について説明した。

【００７８】次に、図９〜図２５を参照しつつ、出力回路２００がシュミット回路に類似した駆動回路について説明する。 これらの駆動回路においては、出力回路トランジスタを、ほぼ完全な飽和スイッチ動作させることも可能である。 しかし、そのスイッチ動作を非飽和領域にまで積極的に拡張することにより、飽和動作の際に生じうる出力パルス幅の拡がりや負荷ＬＤの動作インピーダンスの影響を抑制して、出力パルスの立ち上がり・立ち下がり時間を相補的に調節することが可能となるという特徴を維持しつつ、立ち上がり・立ち下がり時間が小さく、高速で動作可能な光半導体駆動回路を提供することができる。

【００７９】図９は、本発明の実施の形態にかかる光半導体素子駆動回路の概略構成を表す回路図である。 同図の駆動回路は、差動入力信号を入力してＬＤを駆動する電流パルスを出力する回路であり、プリドライバ回路１
００と出力回路２００とを有する。

【００８０】差動入力信号であるＩＮＰＵＴとＩＮＰＵ
Ｔ／は、プリドライバ回路１００のトランジスタＱ１０
１とＱ１０２のベースにそれぞれ入力される。 Ｖｂｂを基準電圧入力としたトランジスタＱ１０３と抵抗Ｒ１０
４からなる定電流回路のコレクタ電流出力は、差動増幅トランジスタＱ１０１とＱ１０２の共通エミッタに接続される。 Ｑ１０１とＱ１０２の各々のコレクタには値が同一の負荷抵抗Ｒ１０１とＲ１０２が接続され、共通結線された後レベルシフト抵抗Ｒ１０３を経由して電源Ｖ
ｃｃに接続される。 一定の振幅を持つ矩形状パルス波形に整形されたＱ１０２の出力は、トランジスタＱ１０
４、Ｑ１０５、抵抗Ｒ１０５から構成されるエミッタフォロワ回路で電力増幅され、出力回路２００のトランジスタに信号として入力される。 このプリドライバ回路１
００は、動作的にはリミッタ増幅器と等価であり、その基本構成は図２７に表した従来回路のプリドライバ回路と概略同一とすることができる。

【００８１】もし、入力信号が差動信号ではなく単相信号の場合には、ＩＮＰＵＴ／入力端子の直流電圧にはＩ
ＮＰＵＴ入力端子への入力パルス信号の振幅の中点に対応する電圧に一致するものを入力し、単相入力パルス信号をＩＮＰＵＴ側に入力すればよい。 光出力に逆相信号を得たい時には、ＩＮＰＵＴとＩＮＰＵＴ／とを逆に接続すればよい。

【００８２】最終段出力回路に必要とする信号は基本的には差動信号ではなく、単相信号だけであるので、プリドライバ回路は差動信号を発生する必要は必ずしも無い。 従って、出来るだけ大きな信号利得が得られるようにＲ１０１を零とすることも可能である。 ただし、単純にＲ１０１を零にすると、リミッタ増幅器としての機能は失い、出力パルスの振幅が変動する問題が生ずる場合もありうる。 このような問題が生じた場合に確実に解決するためには、Ｑ１０２コレクタの負荷として、ダイオードのようにある一定の電圧以上ではインピーダンスが急激に減少し、増幅が飽和して振幅出力が制限される特性を持っ素子または回路網を接続すればよい。 図１０
は、トランジスタＱ２の負荷としてダイオードＤ１０
１、Ｄ１０２を用いた変形例を表す概略回路図である。

【００８３】再び図９に戻って説明すると、プリドライバ回路１００で整形・増幅されたパルスは、出力回路２
００に入力され、最終的にはＬＤをパルス電流駆動するためのＯＮ／ＯＦＦ変調された電流出力として出力される。 出力回路２００は、シュミット回路に類似した基本構成を有する。 具体的には、コレクタ負荷として抵抗Ｒ
ｌが接続されたトランジスタＱ１０６のベースにプリドライバ回路からの出力パルス信号電圧が入力される。 Ｑ
１０６のコレクタと負荷抵抗Ｒｌとの接続点には、抵抗Ｒｆと抵抗Ｒｂが直列に接続されて接地に落とされ、トランジスタＱ１０７のベースに信号を入力するために、
抵抗ＲｆとＲｂとの結節点にＱ１０７のベースが接続されている。 また、ベースに高周波信号成分をバイパスして効率的にＱ１０７のベースに伝えるために、抵抗Ｒｆ
に並列して容量Ｃｆが設置されている。

【００８４】トランジスタＱ１０６とＱ１０７のエミッタは共通接続され、抵抗Ｒｅを介して接地に接続されている。 このためＱ１０６とＱ１０７で構成される回路は、電流帰還が懸かった一種のパルス増幅器として作用する。 また、Ｑ１０６とＱ１０７の共通エミッタの接続点には、定電流源が接続されている。 この定電流源を流れる電流値Ｉｃｄを調節することにより、トランジスタＱ１０７のコレクタ端子を出力として外部負荷として接続されるＬＤに所望の値の電流が出力されるように制御することができる。 出力トランジスタのコレクタ・エミッタ電圧が飽和領域まで入るように回路を動作させる方式の場合には、抵抗ＲｆとＲｂの値は、基本的にトランジスタＱ１０７が飽和動作に入る程度の電流バイアスが懸かるように設定する。 もし共通エミッタに接続される定電流源が無い時には、Ｑ１０７のコレクタ・エミッタ間飽和電圧は０．１Ｖ以下であるので、ＬＤに流れる電流値Ｉｄは、外部から供給される電源電圧ＶｃｃとＬＤ
の電気的な素子特性としてのダイオードの順方向整合電圧と内部動作抵抗、抵抗Ｒｅの値でほぼ決定される。

【００８５】ここで、Ｑ１０７のコレクタ負荷が純抵抗である場合には出力回路はシュミット回路と一致するが、実際には負荷がＬＤなので、負荷インピーダンスは動作環境条件により大きく変り、このままでは電源変動や温度変動によってＬＤに出力される注入電流が大きく変化する。 このため、共通エミッタに並列に接続される定電流源は、ＬＤに負荷する定常電流値を調節すると同時に、電源電圧や温度変動などの動作環境変化対応して適宜出力電流値を変化させ、常にＬＤに注入される電流値を所望の設定値に保持する役目を持たせる。

【００８６】一方、出力トランジスタのコレクタ・エミッタ電圧が飽和領域近くまで下がるが基本的には非飽和線形領域の範囲を保ったままで回路を動作させる方式の場合には、抵抗ＲｆとＲｂの値は、トランジスタＱ１０
７が非飽和動作領域で出力電流を所望の値に規定するような特定のベース電圧バイアスが懸かるように設定する。 もし共通エミッタに接続される定電流源が無い時には、ＬＤに流れる電流値Ｉｄは、Ｑ１０７のベース電圧ハイ時の電圧Ｖｈから、ベース・エミッタ電圧Ｖｂｅを差引いた電圧を抵抗Ｒｅで割った値（Ｖｈ−Ｖｂｅ）／
Ｒｅで表される電流値として決定される。 この場合にも出力回路はシュミット回路と類似した動作を示す。

【００８７】ただし、飽和型の場合とは異なって、動作環境条件による負荷としてのＬＤのインピーダンス変化は出力電流をそれ程支配しないが、トランジスタＱ１０
７のベース入力電圧Ｖｈやベース・エミッタ間電圧Ｖｂ
ｅは依然として電源変動や温度変動によって変化するので、ＬＤに出力される注入電流Ｉｄは変化する。 このため、共通エミッタに並列に接続される定電流源は、ＬＤ
に負荷する定常電流値を調節すると同時に、電源電圧や温度変動などの動作環境変化対応して適宜出力電流値を変化させ、常にＬＤに注入される電流値を所望の設定値に保持する役目を持たせる。

【００８８】図１１は、具体的な定電流源を接続した回路の一例を表す概略回路図である。 すなわち、ＬＤの両端に定電流源出力トランジスタＱ１１０を接続し、前記したような要求を満たす特性を持つＩｃｄを発生するように、トランジスタＱ１１０のベースには、制御された電圧Ｖｉｃを入力する。 このようにすれば、出力回路２
００は、動作上は実質的にシュミット回路と等価な振舞いを示す。 すなわち、入力電圧に対するハイとロウの弁別レベルには一定の履歴が生じ、かつ、出力には急峻は過渡応答特性を示す矩形パルスが得られる。 勿論、これらの特性パラメーターの具体的数値は、実際の設計とプロセスやＬＤに依存するが、本発明者の検討によれば、
履歴として設定できる値は１０ｍＶ〜１００ｍＶであり、立上り／立下り時間としては２００ｐｓ以下を実現することが可能であった。 定電流源は基本的に出力インピーダンスが数１００ｋΩと大きいのに対し、共通エミッタに接続されるＲｅの抵抗値は大きくても数１００
Ω、通常は１００Ω以下の小さな値であるので、共通エミッタと接地との間の抵抗値は電流源の動作電流の設定値に影響されずに、何時もＲｅと同じ値として認識されて回路は動作する。

【００８９】一方、飽和型出力回路方式の場合に問題となるＬＤの動作インピーダンス変化、または、非飽和型出力回路方式の場合のＱ１０７エミッタ電圧（Ｖｈ−Ｖ
ｂｅ）の変化、に伴う出力電流の温度特性を補償する手段として、本発明者が特願平１０−４２１０９号において提案した温度依存型定電流発生回路を用いても良い。

【００９０】図１２は、この温度依存型定電流発生回路を備えた本発明の駆動回路の一例を表す概略回路図である。 同図に示した回路においては、ＬＤの両端に温度依存型定電流発生回路ＴＣが接続されている。

【００９１】図１３は、温度依存型定電流発生回路ＴＣ
の具体例を表す概略回路図である。 すなわち、同図に示した回路例においては、基準電圧発生回路１１０と安定化電圧発生回路１２０とバッファ増幅回路１７０が設けられている。 これらの詳細な説明は、上述した特願平１
０−４２１０９号明細書に開示されているのでここでは省略するが、定電流出力トランジスタＱ１３５のエミッタに接続される抵抗Ｒ１４０の値は、端子間電圧が動作に不都合を生じない程度に小さく選ぶことが重要である。 図１３に例示したような回路によれば、ＬＤの温度特性を極めて正確に補償することができる。 従って、このような温度依存型定電圧発生回路を形成したＩＣチップをＬＤとともに熱伝導性の良いキャリアにマウントして、同一の温度となるようにすれば、極めて正確に温度補償を行うことができる。 つまり、温度が変動してＬＤ
の特性が変化しても、本発明の駆動回路の出力回路２０
０は、実質的にシュミット回路と等価な動作をすることができる。

【００９２】さて、基本的には、出力回路２００では出力トランジスタの動作は飽和領域、または、飽和領域に近い非飽和の線形動作領域で動作しているものの、何れの動作方式であっても、コレクタ出力端子からはＬＤ負荷に対してＯＮ／ＯＦＦの電流しか供給されない。 従って、ＬＤのように閾値に近い直流バイアス電流を懸けることによって初めて高周波変調を確保できる光素子の場合には、直流バイアス供給回路の設置が不可欠となる。
しかし、ＬＤに注入される直流バイアス電流端子には同時にパルス電流信号も入力されるため、直流的には低インピーダンスで、高周波的には高いインピーダンスでＬ
Ｄと結合する必要がある。 これを実現する手段として、
通常バイアスＴ（ティー）が使われるが、高価な上にサイズ的に大きな付加部品が必要となる。

【００９３】図１４は、このような付加部品の使用を避けるための変形例を表す概略回路図である。 すなわち、
同図に例示したように、回路内部に定電流源ＩＤＣを具備させ、出力トランジスタのコレクタ端子に直接接続する方法が効果的である。 これに対する具体的な回路例は、後記の図２５で説明する。

【００９４】図１５は、周波数特性をさらに改善するための変型例を表す概略回路図である。 すなわち、同図に示したように、抵抗Ｒｅに並列して容量Ｃｅを抱き合わせて設置し、その時のＲＣ時定数すなわちＲｅ×Ｃｅが１ｎｓ（ナノ秒）以下となる適当な値の高周波ピーキングを出力増幅器に懸けることによって、矩形パルス出力波形の過渡応答特性を改善し、最高動作周波数を増大することができる。 この容量の最適値としては、矩形出力パルスのオーバーシュートが出ないか、あっても１０％
以下に留まる程度の特性となる時のＣｅの値である。 本変形例により、高周波動作領域特性に１５％以上の改善が得られた。

【００９５】ＲｅとＣｅに並列接続される定電流回路に出力容量を持つ場合には、上記のように決定された最適容量値から定電流回路出力容量分を差引いた値をＣｅの値とすれば良い。 これ以降に示す全ての実施形態の回路図中には、ここで示したＣｅを明示的に記載していないが、全ての回路にＣｅを付加した回路についても本発明の主旨を逸脱しないことは明白である。

【００９６】さて、単純にエミッタ・フォロワ出力のプリドライバ回路を出力回路に接続した場合には、温度上昇に伴ってベース・エミッタ間電圧が低下して弁別レベルが変動し、原理的にはＬＤに負荷される電流パルス幅が変わって伝送波形のデユーティ比が変る特性を持つ。
特にこのような温度依存性が顧著に現れるのは、プリドライバ回路の出力の立上り、立下り時間が大きい場合である。 この現象を抑えるためには、出力回路２００の入力部での弁別レベル変動が無いようにすればよい。

【００９７】図１６は、実際に弁別レベル変動を抑える回路を実装した例を表す概略回路図である。 トランジスタＱ１０６のスイッチ動作が起こるレベルの変動を抑えるためには、出力回路トランジスタを含めて、プリドライバ回路のエミッタ・フォロワに使われている縦積みで使用されるトランジスタ数の合計の半分の数に相当する等価的ダイオードの数、例えば図１６の場合には、２／
２＝１個のダイオードの温度変動を補償できるような電圧変化をプリドライバ回路のレベルシフト抵抗Ｒ１０３
に発生させればよい。 即ち、Ｒ１０３に発生させる電圧変化にはダイオード１個に相当する約１．２ｍＶ／℃の正の温度係数を持たせれば良い。 これには抵抗Ｒ１０
１、Ｒ１０２、Ｒ１０３の共通結節点に、正の温度係数を持つ温度依存型の定電流吸込み電源を接地に向けて接続し、定電流源は、単位温度当たりの電流の変化△Ｉがレベルシフト抵抗Ｒ１０３の値との積△Ｉ×Ｒ１０３＝
１．２ｍＶ／℃なるように設計すればよい。 図１６に表した例においては、定電流吸込み電源をトランジスタＱ
１１１とベース電源Ｖｔｃと抵抗Ｒ１１１によって構成している。 飽和型出力回路と非飽和型の出力回路とでは、詳細の内部回路に動作に対する影響は異なっているため細部の特性まで含めた各々の最適値は多少異なるが、以上のように決めた値が出力パルス幅変動を抑制する総合的な作用としての第一近似の最適値であり、実際の回路設計では、使用するトランジスタとその素子パラメターを使って厳密な最適値を求めて決定する。

【００９８】さて、一般的にｐｎｐトランジスタの帯域幅は、使用可能なプロセスに依存する問題ではあるが、
ｎｐｎトランジスタに比べて一桁以上小さい。 出力回路２００の共通エミッタに接続する定電流源として周波数帯域特性の関係でｐｎｐトランジスタを採用できない場合には、図９の抵抗Ｒｅの両端に懸かる電圧は約０．５
Ｖ以下であるので、定電流回路の設置が難しくなる。

【００９９】図１７は、この問題を解決する変型例を表す概略回路図である。 すなわち、同図に示したように、
共通エミッタと接地との間にｎｐｎトランジスタＱ１１
２のコレクタとエミッタを接続し、ベースは誤差増幅器Ａの帰還電圧Ｖｔ ｃを入力し制御する方式が有効である。 ここで、電流源を構成するトランジスタＱ１１２は想定される最大発生電流量に応じたサイズが必要であり、基本トランジスタのｎ倍のものを置く。 同時にコレクタとベースを共通に接続した基本サイズのトランジスタＱ１１３をもう１個置き、エミッタは負の基準電源Ｖ
ｒ ｅｆに基準抵抗Ｒｒｅｆを介して接続する。 基準電圧Ｖｒｅｆと基準抵抗Ｒｒｅｆの値を適宜選択し、電流源として設定したい電流値Ｉｃｄの１／（ｎ＋１）の電流が流れるようにする。 設定電流Ｉｃｄに一定の特性を持たせたい時には、基準電圧Ｖｒｅｆの値を同じ比率で変化する特性を持つように設計する。

【０１００】この回路構成で、Ｑ１１３のエミッタと基準抵抗Ｒｒｅｆの結節点と接地間の電圧差が常に零となるように誤差電圧を増幅器Ａで増幅した電圧Ｖｔｃをベースに帰還して制御する。 これにより、Ｑ１１２とＱ１
１３のコレクタに流れ込む合計の電流は常にＩｃｄとなる。 ｎの値を適宜大きく選び、基本トランジスタの電圧電流特性が飽和特性に達するコレクタ・エミッタ間電圧（図２８で、初期立上りがなだらかな右上がりに転じる肩の付近の電圧）が抵抗Ｒｅの両端子間電圧より大きくなるように最大コレクタ電流を適当に小さくすることができる。 この時、（ｎ＋１）個の基本トランジスタが並列動作している動作インピーダンスは、最悪でも抵抗Ｒ
ｅの値より数１０倍以上の大きな値とすることが可能であり、実質的には定電流源を接続した時と同様の特性が保持される。

【０１０１】負の電源を使用しないで同様の特性が得られるものとして、Ｖｃｃ側から電流を排出する定電流源を基準電流として、電流ミラーを用いる回路方式によっても実現できる。 図１８は基本回路構成を表す概略図である。 すなわち、Ｖｃｃに接続された定電流源Ｉ１１０
からトランジスタＱ１１３にＩｃｄ／ｎの電流が入力され、電流をミラー反転してＱ１１２のコレクタから電流出力したものである。 図の例ではＱ１１２のトランジスタ・サイズをｎとしてＱ１１３のサイズは１であるので、サイズ比ｎ分だけ電流は増幅され電流Ｉｃｄが出力される。 勿論、Ｉ１１０から発生する電流値がサイズ１
の基本トラジスターで扱うには電流容量が大きすぎる場合には、その容量に見合う大きさ、例えばｍ倍にすれば良い時には、Ｑ１１２とＱ１１３を各々ｍ倍しても等価である。 Ｑ１１２の出力インピーダンスは抵抗Ｒｅに比べて十分小さく、しかもＱ１１２のコレクタ電圧はＱ１
０５とＱ１０６の共通エミッタ電圧であるのでほぼ一定値を示し、Ｑ１１２の動作領域が多少飽和動作領域に入り懸かったとしてもトランジスタの電流増幅率がそれ程下がらなければ定電流源としては差し支えない。 実際にコレクタ・エミッタ間電圧が０．２Ｖ近くまで下がった場合でも、問題無く動作可能であった。 また、図１１の実施形態の場合は、定電流を増やせばＬＤ出力電流を減らす方向に働いたのとは対称的に、この実施形態では出力電流を増大することが出来る。 その最大値は、出力トランジスタＱ１０７の高周波特性が保持できる電流容量とＬＤのダイオード順方向降下電圧で制限される。 電流ミラー回路の増幅率の出力電流値依存性やトランジスタ特性依存性を小さくして電流伝達特性の直線性を改善するためには、図１８の回路に、更にトランジスタＱ１１
４と抵抗Ｒ１０７で構成される増幅回路を接続した図１
９に示される回路に変更すると良い。

【０１０２】図２０は、図１９の実施形態を更に具体化した概略回路図である。 Ｖｃｃ側から吐き出す定電流源としてはＶｃｃに直接電流源を接続する代りに、更に一段の電流ミラー回路を設け、制御電圧Ｖａｃと抵抗Ｒ１
０９とＱ１１８で構成される定電流発生回路からの出力電流Ｉａｃを基準電流とした回路例である。 これによって、Ｉａｃは２段のミラー回路を通過するので、ミラー回路のトランジスタ・サイズ比を１以上に設定することにより適宜増幅した後出力トランジスタＱ１０７のエミッタに定電流を注入出来るようになる。 結果的に最初に発生するＩａｃの電流値は小さくても良いため、定電流発生部はコンパクトで自己発熱の影響が小さい回路として実現できる。 また、制御電圧Ｖａｃの温度依存性をＱ
１１８のベース・エミッタ間電圧の温度依存性に併せておくことによって、Ｉａｃに関しては温度に依存しない一定電流を発生することも出来る。 また、図１２の実施形態に示したと同様に、Ｖａｃの制御特性を変えてＩａ
ｃに負の温度係数を持たせてＲｅに流れる電流の変化を相殺するようにしても良い。 接地に接続したＲ１０９の値を変えた場合には、それに逆比例した電流Ｉａｃが得られるため、パルス電流振幅の調整はチップ内部に設ける場合でも、外部に設ける場合でも容易に対応可能である。

【０１０３】図２０に示した実施形態を更に拡張して、
出力パルス電流振幅を変化した時でも一定のパルス振幅と過渡応答波形が得られる回路例を図２１に示す。 基本的には出力トランジスタＱ１０７を流れるパルス電流の増大に応じて、ベースに注入する平均バイアス電流が変化する分を分割抵抗ＲｆとＲｂとの結節点、即ちＱ１０
７のベースに電流補償する方式である。 図２２に示した波形は、ベースに電流を補償しない図２０の回路によりＬＤ負荷に出力された電流パルス波形である。 電流パルスの振幅を大きくするにつれて僅かながらパルス幅が狭まり、同じに立上り特性が悪くなっているのが見られる。 これに対し、ベースに電流補償回路を具備した図２
１の回路によりＬＤ負荷に出力された電流パルス波形は、図２３で示される。 実際の設計においては、電流ミラー回路の増幅率を適宜選ぶことによって最適なバイアスを注入した結果であるが、元々１００ｐｓ以上あったパルス幅の変化を数１０ｐｓ以下に小さくすることは容易であった。 また、パルス立上り波形も僅かながら改善されていることが判る。

【０１０４】図２１に示した実施回路例を更に拡張し、
全動作条件範囲に亙って一定のパルス振幅と過渡応答波形が得られる回路例を図２４に示す。 制御電圧Ｖａｃを使ったＲ１１７とＱ１２６からなる定電流回路の出力電流と、制御電圧Ｖｃｔを使ったＲ１１３とＱ１２２からなる定電流回路で発生する電流との差電流をＱ１２０のコレクタ電流として注入し、トランジスタＱ１１９と組合せて増幅反転している。 Ｑ１１９で増幅した出力電流Ｉｃｔは、図９に示した定電流Ｉｃｄに負の温度係数を持たせてＲｅに流れる電流の変化を相殺する基準電流である。 これと、動作条件に依存せず一定の電流出力を保つＩａｃを合成し、最終的な電流ＩｃｄをＱ１１２のコレクタから出力する回路構成になっている。 したがってこの実施形態では、最終的に唯一Ｒ１０９の値を調整すれば、出力トランジスタＱ１０７のパルス振幅が一義的に規定され出力され、しかもその振幅は動作条件に依らず一定に保持されるようになる。 実際の設計例では、Ｉ
Ｃの動作温度１００℃の変化に対して出力振幅が３５％
以上あった変化を数％以下に減少することは容易であった。 さらにここでは、ＩａｃおよびＶｃｃの変化に対して電流ミラー回路の安定性と応答性を向上するため、Ｑ
１１９，Ｑ１２０，Ｑ１２３とＱ１２４による伝達特性変化の抑圧を主目的として、ミラー・トランジスタの各々のエミッタにトランジスタサイズに逆比例する値を持つ電流帰還抵抗Ｒ１１０、Ｒ１１１，Ｒ１１４，Ｒ１１
５を設けた。 これら帰還抵抗の設置は、トランジスタの特性変化とバラツキ、電源電圧変動の影響の軽減する効果が大きい。 この結果、パルス波形の幅や、立上り・立下り時間などの過渡応答特性を一定に保ちながら、出力振幅を広範囲で可変できる回路が実現できた。

【０１０５】前記の通り、飽和型、非飽和型を問わず、
出力回路２００からＬＤ負荷に出力される電流は、ＯＮ
／ＯＦＦの矩形パルス電流であるために直流バイアス成分は含まれていない。 しかし、高周波変調特性を確保するためにＬＤ閾値に近い直流バイアス電流を常に懸けることが必要な光素子の場合には、概略図１４に示した原理の回路方式を採用することによって、バイアスＴのような付加部品の使用を避けることができる。 図２５は、
図１４の具体的な回路例を示したもので、前記図２２を更に拡張した全機能を搭載した駆動回路全体の概略回路である。 既に図２４に記載した内容は省略し、図２５右側端部の直流バイアス回路を中心に説明する。 基本的にはＬＤの閾値温度特性を補償する手段として、上述した特願平１０−４２１０９号において提案した温度依存型定電流発生回路に示した制御電圧Ｖｄｃを使用し、Ｒ１
２０とＱ１３３から構成される温度依存型定電流発生回路によって温度変化に対して指数関数的に値を変える電流Ｉｄｃを発生している。 これを２段のミラー反転電流増幅器で増幅し、所望の値の直流バイアスＩＤＣとしてＱ１２７コレクタから出力している。

【０１０６】ＬＤ閾値の温度変化をトラッキングしてＬ
Ｄの擬似零バイアス駆動を実現するのに最適な制御電圧Ｖｄｃ発生法の回路の詳細に付いては、前記特願平１０
−４２１０９号明細書に開示されているのでここでは省略するが、定電流出力トランジスタＱ１３３のエミッタに接続される抵抗Ｒ１２０の値は、ミラー電流増幅回路の内部電圧が動作上不都合を生じない程度に小さく選ぶことが重要である。 図２５に例示したような回路によれば、ＬＤ閾値の温度特性を極めて正確に補償することができる。 従って、このような温度依存型定電圧発生回路を形成したＩＣチップをＬＤとともに熱伝導性の良いキャリアにマウントして、同一の温度となるようにすれば、極めて正確な閾値電流の温度補償を行うことができる。

【０１０７】以上、本発明の光半導体素子駆動回路について具体例を参照しつつ説明した。 次に、本発明の光送受信モジュールについて説明する。 図２６は、本発明の光送受信モジュールの概略構成を例示する要部透視斜視図である。 図１〜図２５に関して前述した駆動回路のいずれかを用いることにより、ＬＤの順方向印加電圧と駆動回路の電源電圧との差が小さい場合でも動作可能な低電圧電源対応の送受信モジュールを実現できる。 すなわち、同図に表したモジュールは、本発明のＬＤ駆動回路が組込まれたＩＣｌと、ＬＤ素子２、モジュールを動作させるのに付随する容量９と抵抗１０とを有する。 これらの部品は、プリント配線基板４、またはＳｉマイクロマシン加工チップに絶縁膜を介して配線パターンを形成した基板上に一括実装され、サブモジュールとなっている。

【０１０８】このサブモジュール上のＬＤと、プラスチック・ファイバーなどの光導波路とを光結合させるため、モジュールには一括整形された光コネクタ５が設けられている。 また、モジュールの一端には、外部と電気的に結合するためのリード６が設けられ、プラスチック・パッケージ７により一括モールドされた構造となっていることを特徴としている。 図２６では、リードがモジュールの一側端にだけ設けてあるが、リードを設ける簡所は適宜選択でき、例えばパッケージ他方の側端にも設置しても構わない。 また、モジュールをプリント基板に実装する際の機械的強度を確保する目的のリードを付随させても良い。 また、送信モジュールと並列して受信モジュールを実装して一体成形したトランシーバー・モジュールとした構造としても、本発明の趣旨を逸脱するものではない。 図２６では、そのような光送受信モジュールの例として光検出器３と受信ＩＣ８を内蔵するものを例示した。 本発明によれば、単一の電源で動作し、しかも電源電圧は他の信号処理ＩＣに供給するものと同一で構わず、通常の放熱設計で使用可能な低消費電力でコンパクトな光コネクタ結合型プラスチック送信モジュールを光送受信モジュールが実現できた。

【０１０９】本発明は、基本的には光半導体駆動回路に適用する場合に極めて有効であるが、必ずしも出力の負荷が光半導体素子に限定されるものでは無い。 Ｓｉダイオードを内部負荷とすることにより、振幅一定のパルス発生器や、入力制御信号に応じた可変電流で駆動することによって入力信号のログ特性に比例した電圧振幅を持つパルス発生器を実現することができる。

【０１１０】以上、本発明の光素子駆動回路について、
Ｓｉバイポーラ・トランジスタを用いた具体例を説明した。 しかし、本発明はこれらの具体例に限定されるものではない。 例えば、具体的な回路を構成するのに採用したトランジスタ素子の特性に応じて回路を修正が必要となるのは言うまでもないが、Ｓｉバイポーラ・トランジスタに限らず、Ｓｉ ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide-Semic
onductor Field Effect Transistor）やＣＭＯＳ（Comp
limentary MOS）、ＳｉＧｅ ＨＢＴ（Hetero-Bipo1ar T
ransistor）、ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ（MEtal Scottoky
FET）、ＧａＡｓまたはＩｎＰを基板とするＨＥＭＴ
（High Electron Mobility Transistor）やＨＢＴなど、他のトランジスタ素子を適用した場合でも、本発明の趣旨を逸脱することなく原理的に同様の動作をする光半導体素子駆動回路が実現することは言うまでもない。

【０１１１】また、光半導体素子としては、赤色ＬＤを例として説明を行ったが、これも赤色ＬＤに限定されるものでは無い。 赤色のＬＥＤを使う場合は勿論、電源電圧をさらに下げて赤外波長帯の光半導体レーザを使う場合、また、電源電圧を多少上げて青色のＬＤやＬＥＤ使った場合でも、本発明の趣旨を逸脱することなく適用できることは言うまでもない。

【０１１２】

【発明の効果】本発明は、以上説明した形態で実施され以下に説明する効果を奏する。

【０１１３】まず、本発明によれば、図１に代表されるように、出力回路にエミッタが共通接続された２つのトランジスタで構成される差動増幅回路を設けることにより、駆動に必要な光半導体素子の順方向動作電圧より僅かに高い電源電圧を供給するだけでも動作可能で、しかも、光半導体素子に出力される電流は所望の値に可変設定できるワンチップＩＣ化が容易なコンパクトな光半導体駆動回路が実現できる。

【０１１４】さらに、本発明によれば、プリドライバ回路の増幅手段の出力電圧レベルを調節するレベルシフト手段を設けることにより、光半導体素子に出力される電流パルス波形は、パルス幅と過渡応答が一定に保たれるほか、振幅はＬＤの光出力劣化を補償するような特性を得られる。

【０１１５】また、本発明によれば、出力回路の可変定電流電源に負の温度依存性を有する定電流を発生させることにより、パルス電流振幅をＩＣ動作条件に依存せず一定に保つことができる。

【０１１６】さらに、本発明によれば、出力回路の可変定電流電源に一定値のバイアス電流と負の温度依存性を有する定電流とを発生させることにより、パルス電流振幅をＩＣ動作条件に依存せず一定に保つたまま、所望の精度と値に設定できる能力を持たせることができる。

【０１１７】また、本発明によれば、小容量の負電源を使える場合には、基準電流精度が高くなることに加えて、負荷変動による電流増幅率の変化や電源電圧の変動の影響が少ない高精度の電流調節機能が実現できる。

【０１１８】また、本発明によれば、コンパクトな回路構成で、精密に制御されたＬＤ直流バイアス用温度依存型定電流発生回路を付加でき、ＬＤの良好な高周波動作を確保できる。

【０１１９】一方、本発明によれば、出力回路にシュミット回路に類似した駆動回路を設けることによっても、
駆動される光半導体素子の順方向動作電圧より僅かに高い電源電圧を供給するだけでも安定な動作が可能で、しかも光半導体素子に出力される電流は所望の精度と値に可変設定できる能力を持つワンチップＩＣ化が容易なコンパクトな光半導体駆動回路が実現できる。

【０１２０】この駆動回路においては、出力回路トランジスタを、ほぼ完全な飽和スイッチ動作させることも可能である。 しかし、そのスイッチ動作を非飽和領域にまで積極的に拡張することにより、飽和動作の際に生じうる出力パルス幅の拡がりや負荷ＬＤの動作インピーダンスの影響を抑制して、出力パルスの立ち上がり・立ち下がり時間を相補的に調節することが可能となるという特徴を維持しつつ、立ち上がり・立ち下がり時間が小さく、高速で動作可能な光半導体駆動回路を提供することができる。

【０１２１】さらに、上述したいずれかの駆動回路を採用することにより、電源電圧は他の信号処理ＩＣと共用した単一の電源で動作し、しかも、通常の放熱設計で使用可能な低消費電力でコンパクトな光コネクタ結合型プラスチック光送受信モジュールを低コストで提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本回路構成を表す概略回路図である。

【図２】本発明の直流バイアスを付加した基本回路構成を表す概略回路図である。

【図３】電源側に標準的な定電流発生回路を具備した概略回路図である。

【図４】ミラー回路により、接地側に定電流発生回路を具備した概略回路図である。

【図５】２段ミラー回路により、接地側に定電流発生回路を具備した具体例を表す概略回路図である。

【図６】負電源を使用したｎｐｎトランジスタによる電流発生器を実装した概略回路図である。

【図７】温度補償用と振幅調整用の定電流発生回路を具備した具体例を表す概略回路図である。

【図８】温度補償用と振幅調整用の定電流発生回路に加え、直流バイアス回路を具備した具体例を表す概略回路図である。

【図９】本発明の基本回路構成を表す概略回路図である。

【図１０】ブリドライバ負荷を変形した概略回路図である。

【図１１】標準的な定電流発生回路を具備した概略回路図である。

【図１２】温度依存型定電流発生回路を具備した概略回路図である。

【図１３】温度依存型定電流発生回路の具体例を表す概略回路図である。

【図１４】ＬＤ用直流バイアス定電流発生回路を内蔵した概略回路図である。

【図１５】過渡応答を改善する高周波ピーキングを懸けた概略回路図である。

【図１６】出力パルスの時間マージン変動を抑える槻略回路図である。

【図１７】ｎｐｎトランジスタによる電流発生器を実装した概略回路図である。

【図１８】電流ミラー回路により、接地側に定電流発生回路を具備した概略回路図である。

【図１９】増幅回路を具備した電流ミラー回路により、
接地側に定電流発生回路を具備した概略回路図である。

【図２０】２段ミラー回路により、接地側に定電流発生回路を具備した具体例を表す概略回路図である。

【図２１】２段ミラー回路の初段に併置した定電流源によるバイアス補償回路付加した、接地側に定電流発生回路を具備した具体例を表す概略回路図である。

【図２２】定電流発生回路の具体例の図２１において、
バイアス補償回路を具備しなかった時のＬＤパルス負荷電流出力波形である。

【図２３】定電流発生回路の具体例の図２１において、
バイアス補償回路を具備した時のＬＤパルス負荷電流出力波形である。

【図２４】温度補償用と振幅調整用の定電流発生回路を具備した具体例を表す概略回路図である。

【図２５】温度補償用と振幅調整用の定電流発生回路に加え、ＬＤ用直流バイアス回路を具備した具体例を表す概略回路図である。

【図２６】光コネクタ結合型プラスチック光送受信モジュールの要部斜視透視図である。

【図２７】従来の光半導体駆動回路の概略回路図である。

【図２８】典型的なｎｐｎトランジスタの電圧電流特性図である。

【符号の説明】

Ａ 誤差増幅器 Ｃｆ 高周波バイパス容量（第１の容量） Ｃｅ 高周波ピーキング容量（第２の容量） Ｄ１，Ｄ２ ダイオード Ｇｎｄ 接地 ＩＮＰＵＴ 正相入力信号 ＩＮＰＵＴ／ 逆相入力信号 Ｉ１ 定電流 Ｉ２ ＤＣバイアス電流 Ｉｅ エミッタ電流 ＬＤ 半導体レーザ ＯＵＴＰＵＴ 出力端子 Ｑ１〜Ｑ１３３ トランジスタ Ｒ１〜Ｒ１２０ 抵抗 Ｒｌ 負荷抵抗（第１の抵抗） Ｒｆ 信号分割抵抗（第２の抵抗） Ｒｂ 信号分割抵抗（第３の抵抗） Ｒｅ 電流帰還抵抗（第４の抵抗）、エミッタ抵抗 Ｖａｃ パルス振幅制御電圧 Ｖｂｂ バイアス電圧 Ｖｂｅ ベース・エミッタ間電圧 Ｖｃｃ ＩＣ電源電圧 Ｖｃｅ コレクタ・エミッタ間電圧 Ｖｃｓ 第2の安定化電源電圧 Ｖｃｔ 温度補償制御電圧 Ｖｄｃ 直流バイアス電流源制御電圧 Ｖｅｅ 接地 Ｖｈ 論理ハイレベル・ベース入力電圧 Ｖｉｃ 制御電圧 Ｖｒｅｆ 基準電圧 Ｖｔｃ レベルシフト制御用定電流源制御電圧 １ 光半導体駆動回路ＩＣ ２ 光半導体素子 ３ 光検出器 ４ プリント基板、またはＳｉマイクロマシン加工基板 ５ 光コネクタ ６ リード端子 ７ プラスチック・モールド・パッケージ ８ 受信回路ＩＣ ９ 容量 １０ 抵抗 １００ プリドライバ回路 ２００ 出力回路