电子装置、光学气体传感器及用于功率控制的方法
技术领域
[0001] 本
发明涉及一种电子装置以及一种光学
气体传感器，其包括这种电子装置。此外，本发明涉及一种用于利用这种电子装置对
辐射源进行功率控制的方法。在此，根据本发明的设备和根据本发明的方法尤其结合红外辐射源被用于光学气体传感器中。
背景技术
[0002] 光学气体传感器通常包括红外辐射源，例如
白炽灯形式的红外辐射源，红外辐射源将热辐射发射到容纳在测量单元中的气体上。气体吸收在特定
波长的部分辐射。随后，检测器、例如发光
二极管检测至少一部分热辐射，该部分穿过测量单元，并且提供相应的
信号(例如在
发光二极管的情况下为光
电流)，从信号能够确定测量单元中的气体浓度。
[0003] 对于这种测量，辐射源通常在例如能够接通为数百毫秒的特定的
脉冲持续时间，以产生辐射脉冲。在此，在脉冲持续时间开始时会出现相对大的接通峰值电流。这尤其适于具有PTC特性的辐射源，即具有正
温度系数(positive temperature coefficient)的辐射源。借此表示：辐射源在低温下(例如在接通时间点室温的情况下)的
电阻低于在较高温下的电阻(例如在接通之后一段时间)。通常，在光学气体传感器中使用的辐射源具有这种PTC特性。
[0004] 在白炽灯中，由于PTC特性可能会出现这种不期望的接通峰值电流，接通峰值电流例如是实际运行电流的8至10倍。接通峰值电流必定由气体传感器的电流供应来提供并且在布局系统时纳入考虑。例如，因此在总线运行的系统中需要相对大的(且昂贵的)
能量缓冲器。在
电池运行的系统中，由于大的接通峰值电流会降低电池的寿命。因此，尽可能低的接通峰值电流对于光学气体传感器的用户是选择标准并且相应地对于制造商是重要的设计目标。在可设想的理想情况下会期望：完全没有识别到接通峰值电流，即电流变化是矩形的并且电流消耗在脉冲持续时间期间基本上恒定。
[0005] 在市售的CO2传感器中，
串联电阻被用于降低接通峰值电流。然而，该相对便宜的解决方案具有的缺点是：串联电阻在整个脉冲持续时间期间串联到辐射源，并因此持续地消耗能量。串联电阻选择得越大，尽管接通峰值电流越小，但是提供给辐射源以进行有效放射的能量也越低。
[0006] 其他市售的CO2传感器实现了辐射源在恒定电流下的运行，由此根据原理而不产生峰值电流。这种解决方案的缺点是：辐射源的
电压首先相对低，但是随时间过比例地提高。可选择的最大电流或脉冲持续时间由此受限，因为否则辐射源处的电流会使电流源处于饱和。此外，在恒定电流运行中，电压进而辐射源处的功率具有突出的温度相关性。此外，辐射源的老化效应、即(冷)电子在辐射源寿命期间的上升由于恒定电流运行而被加重，因为与恒定电压运行不同，提高的冷电阻不导致更小的电流进而
电路不经过自调节。
[0007] 在US 2016/0172855 A1中提出，对电阻性负载、即例如FTIR(傅里叶变化红外
光谱仪)光谱仪中的IR发射极加载恒定的电功率。在US 5,095,270中提出，对气体传感器中的IR
光源供应恒定功率。在这两种情况下，需要电流传感器和(模拟)乘法器，以便调节功率。
[0008] 在US 6,023,069中提出，在寿命期间在近似恒定功率下运行辐射源，其中，为了该目的将相应的电阻接入电压源与辐射源之间。然而在此，没有考虑辐射源的动态特性。
[0009] 在所提出的
现有技术中已知的解决方案由于辐射源的PTC特性而会如之前那样在接通时产生电流峰值。
发明内容
[0010] 基于上述内容，本发明所基于的目的是：提供一种电子设备以及一种方法，其能够以相对低的电路技术耗费避免或减小例如光学气体传感器中的辐射源的接通峰值电流。此外，应提供具有这种特性的光学气体传感器。
[0011] 为了解决相关问题，根据本发明提出了一种电子装置、光学气体传感器以及用于对辐射源进行功率控制的方法。只要没有明确地例如另作说明，独立
权利要求的特征能够相互组成以构成另外的实施方式。在此，电子装置的下面描述的特征相应地也能够在光学气体传感器中实现并且反之亦然。同样地，方法的特征反映在电子装置和/或光学气体传感器的特征中并且反之亦然。
[0012] 根据第一方面，电子装置包括辐射源和受调节的
变压器。辐射源尤其能够是红外辐射源。例如，辐射源是白炽灯或薄层发射极。变压器设计用于：提供用于辐射源的灯电压，以在接通状态下运行辐射源一段脉冲持续时间。变压器设计为：调节灯电压，使得在变压器的反馈
端子处的参考电压基本上保持恒定。电子装置还包括电压源，电压源与反馈端子连接，其中，电压源设计为：提供具有预先限定的随时间变化的时间相关的控制电压，并且由此经由反馈端子作用于变压器的调节，使得变压器根据控制电压的预先限定的随时间变化以如下方式预设灯电压的随时间变化，即辐射源的功率在至少90％(即例如至少95％或甚至至少99％)的脉冲持续时间期间与恒定功率值偏差最多25％(即例如最多20％、最多10％或最多5％)。在一个优选的实施方式中能够提出：辐射源的功率在整个脉冲持续时间期间与恒定功率值偏差最高25％(即例如最高20％、最高10％或最高5％)。
[0013] 在本发明的范畴中，用表述“一个电元件与另一电元件‘连接’”表示：在这两个电元件之间存在低欧姆的电连接。
[0014] 此外，在下文中应当将“接地”理解为提供基准电势的结构。该基准电势可以、但不必须是接地电势。
[0015] 当在下文中谈及“灯”、“灯电流”、“灯功率”、“灯电阻”等，那么应将其理解为辐射源的相应的电学变量或辐射源处的相应的电学变量，而与辐射源的类型无关。
[0016] 辐射源例如能够是红外辐射源。特别地，辐射源能够具有PTC特性，即辐射源的电阻具有
正温度系数。这种辐射源的实例是白炽灯或薄层发射极。
[0017] 第二发明方面涉及一种光学气体传感器，其包括根据第一发明方面的电子装置。
[0018] 第三方面提出：用于对辐射源进行功率控制的方法包括如下步骤：提供根据第一发明方面的电子装置；在接通状态下运行辐射源一段脉冲持续时间；和提供时间相关的控制电压，使得辐射源的功率在至少90％的脉冲持续时间期间(即例如至少95％或甚至至少99％)与恒定功率值偏差最多25％(即例如最多20％、最多10％或最多5％)。在一个优选的实施方式中，甚至能够提出：辐射源的功率在整个脉冲持续时间期间与恒定功率值偏差最多25％(即例如最多20％、最多10％或最多5％)。
[0019] 下面所述内容涉及全部上述三个方面。
[0020] 本发明基于如下思想：通过如下方式能够减小或设置完全避免在辐射也中的接通峰值电流：即辐射源在了解下并且在考虑其动态特性的情况下在脉冲持续时间期间以准恒定功率运行。在此，不对功率进行调节，而是通过适当的时间相关的控制电压来进行控制。
[0021] 在此，控制电压的随时间变化例如在考虑辐射源的电学和/或热学特征的情况下事先确定，即预先限定。换言之，控制电压的随时间变化与辐射源处当前(测量的)的电学变量无关，即例如灯电流、灯电压或灯功率。就此而言，不对灯功率进行调节，并且用于对辐射源进行功率控制的方法因此能够在不测量灯电流或灯电压的情况下进行。与之相应，电子装置能够没有辐射源处的电流或电压传感器。然而，控制电压的随时间变化能够根据事先(即例如在脉冲持续时间开始之前)已知的参数、即例如电装置(包括辐射源)的电学和/或热学特征变量和/或
环境温度来确定。例如，控制电压的随时间变化能够根据辐射源的热阻和/或
热容来确定。
[0022] 根据一个实施方式，将控制电压的随时间变化选择成，使得进入变压器中的输入电流的接通峰值电流的绝对值小于或等于输入电流的在脉冲持续时间之上取平均的值的1.25倍，其中，接通峰值电流能够在脉冲持续时间开始时出现。优选地，接通峰值电流的绝对值能够小于或等于输入电流的在脉冲持续时间之上取平均的值的1.2倍、小于或等于1.1倍或甚至小于或等于1.05倍。
[0023] 在一个变型形式中，电子装置包括
分压器，分压器包括由第一电阻和第二电阻设计的串联电路。在此，分压器在第一电阻侧上与辐射源连接。例如，分压器能够以该方式在第一电阻的才上能够分接出灯电压。同时，分压器在第一电阻的侧上能够附加地与变压器的输出端子连接。分压器在第二电阻侧上与电子装置的接地端子连接。换言之，分压器能够在第二电阻侧上在电子装置正常运行时连接到接地电势处。反馈端子与分压器在第一电阻和第二电阻之间的区域中与分压器连接。这就是说，反馈端子在第一和第二电阻之间分接出电势。
[0024] 附加地，根据一个实施方式，电压源例如能够经由第三电阻与反馈端子连接。此外，电压源例如能够经由第三电阻与分压器在第一电阻和第二电阻之间的区域中连接。
[0025] 在本发明的范畴内，电压源能够是数模变换器、尤其缓冲的数模变换器，或者包括该数模变换器，其中，时间相关的控制电压作为数模变换器的
输出电压提供。
[0026] 根据一个实施方式，提供时间相关的控制电压，使得控制电压在脉冲持续时间期间与通过下面的方程确定的随时间变化偏差最高20％(即例如偏差最高10％或最高5％)：
[0027]
[0028] 在此，
[0029] -PLP是预设的恒定功率值，
[0030] -RLP,25℃是辐射源在25℃中的电阻，
[0031] -α是辐射源的温度系数，
[0032] -Rth是辐射源的热阻，
[0033] -Cth是辐射源的热容，和
[0035] 本发明的其他的细节和优点在一些
实施例的下面的描述中根据附图变得显而易见。
[0036] 附图示出：
[0037] 图1示意性地且示例性地示出光学气体传感器；
[0038] 图2A示意性地且示例性地示出辐射源的简单的电学模型；
[0039] 图2B示意性地且示例性地示出图2A中的辐射源的简单的热学模型；
[0040] 图3示意性地且示例性地示出根据一个或多个实施方式的电子装置；
[0041] 图4A示意性地且示例性地示出在不同温度下脉冲持续时间期间的灯电压和灯电流的模拟的随时间变化；
[0042] 图4B示意性地且示例性地示出在不同温度下在脉冲持续时间期间的灯功率的模拟的随时间变化；
[0043] 图5A示意性地且示例性地示出在脉冲持续时间期间的灯电流的模拟的以及测量的随时间变化的比较；和
[0044] 图5B示意性地且示例性地示出在脉冲持续时间期间的灯功率的模拟的以及测量的随时间变化的比较。
具体实施方式
[0045] 图1示意性地且示例性地示出了根据现有技术中已知的光学气体传感器6的在原理上的结构。在此，由红外辐射源62、例如白炽灯或薄层发射极发射热辐射MIR。在检测器(在此示例性地作为发光二极管2示出)与辐射源62之间有具有要测量的气体G、例如CO2的测量单元61。气体G吸收特定波长下的部分热辐射MIR。根据气体浓度，
光电二极管2提供或多或少的灯电流。因此，光电二极管2的信号能够用于确定气体浓度。
[0046] 图2A和2B示例性地且示意性地示出了例如辐射源62的简单的电学或热学模型，其能够使被用于前面描述的光学气体传感器6中。在此，辐射源62、当前例如是白炽灯以一次近似被建模为具有热熔Cth和热阻Rth(参见图2B)的温度相关的电阻RLP(参见图2A)。灯电压VLP在电阻RLP上降低。相应的灯电流是iLP＝VLP/RLP。温度相关的灯电阻RLP从25℃的灯电阻RLP，25℃、
灯丝温度TLP和灯丝的温度系数α中得出：
[0047] RLP(t)＝RLP，25℃[1+α(TLP(t)-25℃)](1)。
[0048] 灯丝温度Tamb又取决于环境温度Tamb以及通过引入能量而产生的额外热量。在图2B中的热学等效电路图中，热源621是实施在灯丝上的
焦耳热功率PLP＝VLPiLP，并且符号“电压源”代表环境温度Tamb，该环境温度对应于灯丝在切断状态下的温度TLP。灯丝的热容Cth根据图2B中的热学等效电路图有助于动态特性：
[0049]
[0050] 该动态特性还在下文中用于计算控制电压VDAC的可能的随时间变化。
[0051] 图3示例性地且示意性地示出了根据一个或多个实施方式的电子装置1。在所示出的实施例中，借助于DC/DC
降压转换器(DC/DC-Buck-Converter)(德语：Abwaertswandler或者Abwaert-Schaltregler)形式的变压器3来解决接通峰值电流的问题。在降压转换器中，输出电压必须总是小于输入电压。但可替换地，根据本发明的电子装置例如也能够借助输出电压能够小于或大于输入电压的降压-升压变换器实现。
[0052] 所示出的降压变换器3具有输入端子VIN、输出端子SW(“
开关节点”的常用名称)、控制输入端EN和反馈端子FB。供电电压Vcc施加在输入端子VIN处。输出端子SW与辐射源62连接。图3中示出的电感L以及电容C在功能上属于变压器3。图3中的设有附图标记3的元件严格地说仅表示用于降压转换器的操控模
块。这种操控模块通常以商业名称“降压转换器”提供，其中，功能上属于变压器3的组件、如线圈和电容器由用户根据需求附加地例如在
电路板上提供，其中，组件提供相应的电感L或相应的电容C。
[0053] 在所示出的实施例中，电子装置1还包括微
控制器μC，其连接到控制输入端EN处。
微控制器μC设计用于通过提供相应的
控制信号来接通或切断(EN＝《High》或《Low》)降压转换器3(未示出)的开关元件。在降压转换器3切断的状态下(持续地EN＝《Low》)，电路很少需要电流(～μA)。在灯脉冲(即在能够例如处于50ms至500ms范围中的脉冲持续时间期间tp)的请况下，经由控制输入端EN借助微控制器μC来操控降压变换器3，使得线圈L持续地(例如以100kHz至1MHz范围中的
频率)被接通和切断。降压变换器3的内部的调节回路用于：通过电路输出端处的、即辐射源62处的电感L、电容C和开关元件来设定灯电压VLP的均值。对于本领域技术人员，已知降压变换器3和其他类型的受调节的变压器3的原理工作方式。
[0054] 如已经参考图2A阐述的那样，所提供的灯电压vLP中得出经由灯电阻RLP的灯电流iLP＝VLP/RLP。电子装置1在一次近似中具有恒定效率η，例如为η＝90％的数量级。因此，输入功率和输出功率的比例通过如下方程给出：
[0055] Pout＝PLP＝Pin·η＝Vcciinη。
[0056] 从中得到输入电流iin
[0057]
[0058] 该输入电流iin由用户“观察到”(即必须从外部提供)，并且应当尽可能没有峰值、尤其接通电流峰值。这根据本发明通过如下方式实现：即乘积vLP·iLP在灯脉冲的脉冲持续时间tn期间至少保持近似恒定。特别地，在假设供电电压Vcc恒定的情况下，于是根据上述方程，输入电流iin也保持没有峰值。
[0059] 下面阐述：如何能够借助于图3中示出类型的电子装置1使灯功率PLP在脉冲持续时间tP期间基本上保持恒定。
[0060] 通常，直流变压器针对恒定的输出电压设计。例如，在根据图3的降压变换器3中，借助分压器能够设定恒定的灯电压vLP，该分压器如所示出的那样包括由第一电阻R1和第二电阻R2构成的串联电路。在此，分压器在第一电阻R1侧上与辐射源62连接并且在第二电阻R2侧上与电子装置1的接地端子15连接。接地端子15不必须是就插座等等而言专用的端子，而是例如也能够简单地与壳体(例如光学气体传感器6的壳体)连接或与电子设备1的任何在正常运行时与接地的元件连接。
[0061] 降压转换器3的反馈端子FB与分压器在第一电阻R1和第二电阻R2之间的区域中连接。在此，降压转换器3通过其内部的调节回路设计，以调节灯电压vLP，使得反馈端子FB处的参考电压vFB基本上保持恒定(即基本上保持在预设的基准值)。
[0062] 在所示出的实施例中，当前示例性地呈缓冲的
数模转换器DAC的输出端形式的时间相关的电压源DAC经由第三电阻R3与分压器在第一电阻R1和第二电阻R2之间的区域中连接。同时，
数模转换器DAC的输出端与反馈端子FB连接。在数模转换器DAC的输出端处能够预设具有特定随时间变化的时间相关的控制电压vDAC。例如，数模变换器DAC的输出端处的控制电压vDAC的随时间变化能够分段地通过微控制器预设。
[0063] 通过有针对性地预设控制电压vDAC的随时间变化能够设定灯电压vLP的期望的随时间变化。在当前的实施例中，控制电压vDAC和灯电压vLP之间
银分压器和参考电压vFB的反馈调节产生的关联通过如下方程给出：
[0064]
[0065] 反馈输出端FB处的参考电压vFB由降压转换器3预设并且例如能够处于0.6V至0.9V的范围中。电阻R1、R2和R3优选选择为，使得数模变换器DAC包括缓冲器的调制范围能够映射期望的灯电压vLP(例如处于0.6V至2.4V的范围中)。
[0066] 在考虑辐射源62的上面关于图2A-B描述的电学和热学模型的情况下，现在应当确定控制电压vLP(t)的随时间变化，其在脉冲持续时间tP期间使得灯功率PLP具有尽可能恒定的走向。如果为了推导的目的而基于期望的恒定灯功率PLP，那么从上面的方程(2)中能够得出微分方程，微分方程能够借助下述条件求解：
[0067] TLP(t)-Tamb＝RthPLP(1-e-t/τ)，其中τ＝RthCth (4)。
[0068] 在此，参数t表示时间。如果将方程(4)的灯温度TLP代入方程(1)中，那么借助[0069]
[0070] 计算灯电压vLP的随时间变化：
[0071]
[0072] 因此，在该简单的灯模型中以分析的方式计算灯电压vLP(t)的变化。如果将方程(5)代入方程(3)中并且对控制电压vDAC求解，得到DAC输出电压vDAC(即控制电压)的适当的随时间变化：
[0073]
[0074] 在此，
[0075] -PLP是预设的(期望的)恒定功率值，
[0076] -PLP，25℃是辐射源62在25℃中的电阻，
[0077] -α是辐射源62(例如白炽灯的灯丝)的温度系数，
[0078] -Rth是辐射源62的热阻，
[0079] -Cth是辐射源62的热容，和
[0080] -Tamb是辐射源62的环境温度。
[0081] 图4A示例性地且示意性地示出在三个不同的温度下、即25℃、85℃和-40℃在tp＝300ms的脉冲持续时间期间的灯电压vLP或灯电流iLP的模拟的随时间变化。在此，分别根据上述方程(6)针对环境温度Tamb＝25℃的固定值和PLP＝200mW的期望的(近似)恒定功率值计算控制电压vDAC的随时间变化。
[0082] 与灯电流iLP不同，灯电压vLP(点划线表示的曲线VLP)不具有温度相关性。实曲线i+25示出25℃时的灯电流iLP，虚线曲线i+85示出85℃时的灯电流iLP，点划线曲线i-40示出-40℃时的灯电流iLP。曲线i+25在此也示出在脉冲开始时的灯峰值电流，但是由于降压转换器的调节特性，得到恒定的输入电流iin。
[0083] 在图4A中可见：在温度低的情况下又可注意到提高的接通峰值电流(参见曲线i-40)。这在根据本发明的方法的范围中能够通过如下方式补偿：即首先测量环境温度Tamb。在CO2气体传感器6运行时，通常总是要测量环境温度Tamb。随后，在考虑测量的环境温度Tamb的情况下根据方程(6)确定适合的控制电压变化vDAC(t)，并且在DAC输出端处输出。为了确定控制电压变化vDAC(t)，能够设置有一个或多个适合的
数据处理装置，即例如(微)处理器被设置为电子装置1的一部分。
[0084] 图4B示出在三个不同的温度(25℃、-40℃、85℃)中，在脉冲持续时间tp期间的灯功率的模拟的随时间变化，其中灯功率分别从与图4A中在相应温度下的曲线相同的模拟中得出。实曲线Pges+25是在25℃中的电子装置1的总功率。实曲线PLP+25示出25℃中的灯功率，灯功率对应于预设的恒定功率值PLP＝200mW。实曲线Pdcdc+25示出25℃中的在变压器3中降下的功率。虚曲线Pges-40、PLP-40和Pdcdc-40分别示出了处于-40℃的总功率、灯功率或在变压器3中出现的功率。点状曲线Pges+85、PLP+85和Pdcdc+85分别示出了-85℃时的总功率、灯功率或在变压器3中出现的功率。从灯功率与相应的总功率的比较中，电子装置1的相对大的效率(在η＝90％的范围中)变得明了。因此，能够构建具有低的自身发热的有效的气体传感器6。
[0085] 图5A示例性地且示意性地示出了相比灯电流iLP的上述模拟的随时间变化与测量的随时间变化的比较。除了25℃、i+25的灯电压曲线VLP和灯电流曲线(对应于图4A的曲线i+25)之外，绘制25℃中的灯电流的测量曲线iM。
[0086] 图5B示出了灯功率的随时间变化的相应比较。除了曲线PLP+25(对应于图4B的曲线PLP+25)之外，绘出所属的测量曲线PM。测量曲线PM基本上恒定地变化并且在近似整个脉冲持续时间tp期间(除了测量伪迹或噪声之外)与期望的恒定功率值PLP＝200mW偏差小于20％。测量曲线PM仅为示例性的测量。借助根据本发明的设备和借助根据本发明的方法，能够在使用时也还实现在脉冲持续时间tp期间与期望的恒定的功率值PLP小于15％、10％、5％或甚至小于2％的显著更小的偏差。
[0087] 应当注意的是：在此示例性使用的简单的灯模型仅为一次近似。附加的效应、即例如钨的非恒定的温度系数、
馈线电阻、发射率的温度相关性等在此不考虑。因此，有利的是，对方程(6)扩展附加的参数。可替换地，控制电压vDAC(t)的理想的变化也能够经由多项式或其他的近似方法来匹配。
[0088] 通过将灯电压的变化vLP(t)匹配于相应的环境温度Tamb，也在电子装置1的整个运行温度范围之上实现辐射源62在近似恒定功率情况下运行。
[0089] 借助本发明能够以将恒定电压运行的优点和恒定电流运行的优点组合的方式和方法运行辐射源62、例如热红外发射极。除了避免或强烈减小灯峰值电流之外，还包括在内的是关于温度的小幅的漂移以及在灯寿命期间的小幅的漂移。另一优点是所提出的电子装置1具有相对小的电路耗费。大量市售的微控制器现在集成缓冲的DAC，使得灯操控装置只占很小的额外的面积比例。此外，通过可实现的高效率(在90％的范围内)能够构建具有低自发热的有效的光学气体传感器。
