【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、放電灯負荷、電動機負荷、高周波過熱負荷、アンテナ負荷等に適用の可能なインバータ回路及び、当該インバータ回路を用いた無電極放電ランプ点灯装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】無電極放電ランプ点灯装置は、無電極放電ランプのランプ内部に電極が設けられていないことから、長寿命であり、共振によってエネルギーの供給がなされることから高効率であるという２つの優れた特徴を備えている。 この無電極放電ランプ点灯装置においては、無電極放電ランプに対し共振によってエネルギーを供給するため、負荷である無電極放電ランプ及び励起コイルと電源供給に係るインバータ回路との間にマッチング回路を設けている。 そして、負荷である無電極放電ランプ及び励起コイルに対し低インピーダンスな高周波大電流を供給する必要がある。 このため、マッチング回路としては、回路の共振のＱが極めて高いことが条件となり、例えば、Ｑは３００乃至５００に設定される。 このように共振のＱが極めて高く設定されたマッチング回路は、共振を行うためのインダクタンスＬ、キャパシタンスＣの値が、周囲環境の影響等により僅かでも変位すると、負荷側のインピーダンスの絶対値及び位相（偏角）
が大きく変動する。 このため、入力が過大となりインバータ回路のスイッチング素子等が破壊されたり、逆に、
入力が過少となり無電極放電ランプが始動しなくなる等の問題が生じる。

【０００３】そこで、負荷に入力する電圧と電流とを検出し、その位相差に応じて、機械的構成よりなるマッチング回路のコンデンサの極板間距離を、機械的に変位せしめ、マッチング回路の状態を最適状態に保持する技術が知られている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の従来技術によると、機械的制御ゆえに、機械的ショックやヒステリシスの影響で簡単に最適状態から外れ易く、
また、応答が遅いという問題点がある。 この問題点は、
取りも直さずこのようなマッチング条件の厳しい負荷に電力を供給するインバータ回路の問題点でもある。

【０００５】本発明は、上記のような従来の無電極放電ランプ点灯装置及びこれに用いられるインバータ回路の問題点を解決せんとしてなされたもので、その目的は、
応答が早く、また、常に最適な条件で動作できる無電極放電ランプ点灯装置及びインバータ回路を提供することである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】そこで本発明では、直流を交流に変換して負荷に供給するインバータ回路に、前記負荷に対して流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記負荷に対して印加される電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段が検出した電圧と前記電流検出手段が検出した電流との位相差を検出する位相差検出手段と、この位相検出手段の検出結果に基づき前記インバータ回路に与える直流電圧を制御するインバータ直流制御手段とを備えさせてインバータ回路を構成した。

【０００７】更に、本発明では、電磁結合により与えられるエネルギーを受けてリングプラズマを発生させる無電極放電ランプの本体と、この無電極放電ランプの本体と電磁結合しエネルギーを供給する励起コイルと、前記本体及び前記励起コイルを負荷とするインバータ回路であって、該負荷に対して流れる電流を検出する電流検出手段と、該負荷に対して印加される電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段が検出した電圧と前記電流検出手段が検出した電流との位相差を検出する位相差検出手段と、この位相検出手段の検出結果に基づき前記インバータ回路に与える直流電圧を制御するインバータ直流制御手段とを備えるインバータ回路とを具備させて無電極放電ランプ点灯装置を構成した。

【０００８】

【作用】上記構成に係るインバータ回路によると、負荷に対して供給されている電流と電圧との位相差が検出され、且つ、この位相差に基づきインバータ回路に与える直流電圧を適宜に上昇あるいは低下させて位相差を所望の値に変位させるように働く。 つまり、このインバータ回路は、負荷のインピーダンスの値及び位相の変動に応じて直流電圧が変更されて、最適なマッチング状態が現出される。

【０００９】また、上記構成に係る無電極放電ランプ点灯装置によると、インバータ回路が負荷である無電極放電ランプ及び励起コイルのインピーダンスの値及び位相の変動に応じて直流電圧を変更して、最適なマッチング状態を現出し、共振条件を適正な状態に戻し、ディバイスの破壊やランプの始動不能を防止する。

【００１０】

【実施例】以下、添付図面を参照して本発明の実施例を説明する。 各図において、同一符号の付された構成は、
同一の構成であり、重複する説明を省略する。 図１には、無電極放電ランプ点灯装置の実施例が示されている。 この実施例では、スイッチングレギュレータ１により出力された電圧をスイッチング素子であるＦＥＴ−Ｔ
１のドレインに与える。 ＦＥＴ−Ｔ１のソースは、ＦＥ
Ｔ−Ｔ２のドレインに接続され、ＦＥＴ−Ｔ２のソースは接地されている。 ＦＥＴ−Ｔ１、ＦＥＴ−Ｔ２は、ドライブ回路２より出力される所定周波数（例えば、１
３. ５６ＭＨｚ）の正弦波によりドライブされて、無電極放電ランプに供給される高周波を出力する。 出力された高周波は、コンデンサＣｓ、Ｃｐにより構成されるマッチング回路を介して励起コイルＬに与えられる。 励起コイルＬの両端間電圧はコンデンサＣ３を介して始動用細管７へ与えられる。 始動用細管７はガラスチューブの内部が、例えば、真空にされて封じられた構成を有する。 始動用細管７には、ランプ本体６が接合されている。 ランプ本体６は、中空の石英ガラス球内にクリプトンやＮａＩが封入された構成を有する。 始動時には、始動用細管７に高電圧を与えてプラズマを発生させ、ランプ本体６にプラズマを誘起させるため、励起コイルＬからコンデンサＣ3 を介して、コイルＬ１、コンデンサＣ
4 、抵抗Ｒ1 が並列に接続されたスタータ回路に電力供給がなされる。 スイッチＳＷはスタート用のスイッチを示す。

【００１１】本実施例では、負荷側に印加される電圧を検出するため、コンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路からなるコンデンサデバイダが、ＦＥＴ−Ｔ２のドレインとアースとの間に接続され、コンデンサＣ２の両端間電圧が同軸ケーブル４により取り出される。 更に、ＦＥＴ−Ｔ
２のドレインから励起コイルＬ側へ流れる電流を検出するために、カレントトランス３がＦＥＴ−Ｔ２のドレインからコンデンサＣｓへ到る経路に設けられる。 カラントトランス３の２次側巻線には、並列に抵抗Ｒ２が接続され、上記電流をこの抵抗Ｒ２の両端間に生じた電圧として同軸ケーブル５により取り出している。 なお、同軸ケーブル４、５とアースとの間には、夫々終端抵抗Ｒ
３、Ｒ４が接続されている。

【００１２】同軸ケーブル４により取り出された電圧は、ローパスフィルタを構成するコイルＬ２、結合コンデンサＣ５、インバータ９Ａ、９Ｂを介して位相比較器８へ与えられる。 インバータ９Ａ、９Ｂは、負荷に与えられる電圧が電流に対し所定だけ位相が進んでいることが、インバータ回路のディバイスの破壊等を防止し、無電極放電ランプの始動をスムーズにさせるため、電圧を遅延させて位相比較器８へ与え、電流との位相比較を行わせる。 つまり、無電極放電ランプ点灯装置が最適状態の時、位相比較器８において、電圧と電流との位相が所定値であることを検出したとすると、実際には、電圧の位相が上記インバータ９Ａ、９Ｂによる遅延量だけ更に進んでいる。 この位相差を基準として、位相差が小さくなるとＰＷＭの休止期間を多くし、逆に、上記位相差が大きくなるとＰＷＭの休止期間を少なくする。

【００１３】同軸ケーブル５により取り出された電流に係る信号は、ローパスフィルタを構成するコイルＬ３、
結合コンデンサＣ６を介して位相比較器８へ与えられる。 位相比較器８では、到来した電圧と電流との検出信号の位相を比較し位相差に応じたパルス幅のパルスを出力する。 このパルスは、ローパスフィルタを構成する抵抗Ｒ５とコンデンサＣ７との積分回路へ至り、パルス幅相当の電圧に変換される。 この電圧は、誤差増幅器１０
へ与えられ、ここにおいて所定電圧との差に応じた電圧とされ、パルス幅変調器１１へ送出される。 パルス幅変調器１１は誤差増幅器１０の出力に応じてパルス出力の休止期間を制御して、パルス出力を実行する。 パルス幅変調器１１から出力されたパルスは、トランジスタＴ３
のベースに与えられる。 トランジスタＴ３はスイッチングレギュレータ１に供給される直流電圧の供給経路に設けられる。 直流電圧は電源よりＰ１、Ｐ２端点に到来している。 ドライブ制御回路１２は、ドライブ回路２によるドライブ動作を制御する回路であって、通常は、例えば、１３. ５６ＭＨｚの正弦波の出力を制御するのであるが、破線で示される経路１３または経路１４によって位相差情報を得て、必要な周波数の制御を行うようにしても良い。

【００１４】上記の無電極放電ランプ点灯装置において、位相差が上記所定値より少なくなると誤差増幅器１
０の出力レベルが低下するので、パルス幅変調器１１はパルス出力の休止期間を大きくしてトランジスタＴ３のオフ期間を長くし、スイッチングレギュレータ１に供給される電圧を下げる。 また、上記とは逆に、位相差が所定値より大きくなると誤差増幅器１０の出力レベルが上昇するので、パルス幅変調器１１はパルス出力の休止期間を短くしてトランジスタＴ３のオフ期間を少なくし、
スイッチングレギュレータ１に供給される電圧を上昇させる。 位相差が所定値の時には、適当な休止期間を持つパルスがパルス幅変調器１１から出力され、トランジスタＴ３の制御がなされ、適当な電圧がスイッチングレギュレータ１に与えられることはいうまでもない。 斯して、位相差が少なくなったときには、負荷が直列共振状態に近く負荷インピーダンスが極めて小さい値となっていることに鑑み、電圧を低下させて過入力を防止することになる。

【００１５】なお、上記では電圧の検出信号を遅延させているが、位相差が所定値の時には、適当な休止期間を持つパルスを出力するように当該休止期間を適当に確保しておけば、位相差が上記所定値以下となったときでも、ＦＥＴ−Ｔ１、Ｔ２のソースドレイン間電圧がゼロボルト付近まで低下し、充放電ロスが少なく高効率な装置を実現できる。 本実施例は、無電極放電ランプを負荷としているが、同様な特性を有する負荷に、当該インバータ回路を適用可能である。 更に、本実施例では、位相差に応じて連続的にインバータ直流電圧を制御させたが、他の実施例では、位相差に段階を設定しておき、その段階毎にインバータ直流電圧を制御する。 この制御方式によっても、同様の効果が期待できる。

【００１６】上記の構成において、カレントトランス３
を図２に示すように構成すると、ノイズの影響を少なくすることができる。 カレントトランス３をトロイダルコア２１により構成する。 トロイダルコア２１の中央部に設けられた穴に、同軸ケーブル２２を挿入し、その内側導線２３を１次巻線（検出電流の電流路）とする。 同軸ケーブル２２の外側導線２４を接地する。 回路基板２５
の所定位置に穴２６を穿設し、トロイダルコア２１をこの穴２６に埋め込み、上記内側導線２３を穴２６に臨む回路基板２５の端縁を１直線に結ぶように張り渡し、図示せぬ導電パターンに接続する。 係る構成により、１次巻線が静電シールドされ、更に、１次巻線が最短の長さとなりインダクタンスの発生を少なくできる。 なお、コアの材質はカルボニール鉄のダストを利用する。 この材質の透磁率は約８であり、カレントトランスに必要な磁気結合を保証し、かつ、１次巻線にインダクタンスを与えることがない。

【００１７】図１において、符号１５、１６、１７は、
位相調整素子を接続することのできる位置を示す。 この位相調整素子としては、キャパシタンスが優位となっている素子を用いる。 インダクタンス成分の素子は、高周波磁界と結合して位相に誤差を生じさせる可能性があり、レジスタンス成分の素子はこれに接続される素子あるいは基板パターンとの間の電流路に寄生インダクタンスが僅かに生じ、これによって、位相に誤差が生じることがあるから、これらの素子は用いないことが望ましい。

【００１８】上記の無電極放電ランプ点灯装置の電圧、
電流検出の構成は、図３のように構成することができる。 スイッチングレギュレータ１等の電源からプリンと基板上の導電パターン３１、３２を介してスイッチング素子であるＦＥＴ−Ｔ１のドレインとＦＥＴ−Ｔ２のソースとに与えられ、ＦＥＴ−Ｔ１のソースとＦＥＴ−Ｔ
２のドレインとが導電パターン３３に接続される。 導電パターン３３と導電パターン３２との間には、コンデンサデバイダＣ１、Ｃ２の直列回路が接続される。 導電パターン３３からマッチング回路側へは同軸ケーブル２２
により接続される。 制御部３０は、図１における同軸ケーブル４、５からパルス幅変調器１１へ至る構成をまとめたものである。 さて、この構成においては、導電パターン３２を安定電位（例えば、アース電位）とし、各同軸ケーブル４、５、２２の外側導線が接続され、導電パターン３２のａ点に導かれる。 なお、スイッチング素子であるＦＥＴ−Ｔ１、ＦＥＴ−Ｔ２は、主電極対と制御電極対とを有するもので、導電パターン３１、３２、３
３に接続されているドレインＤ、ソースＳが主電極対であり、残りのゲートＧとソースＳが制御電極対である。
この制御電極対は、ドライブ回路２に接続される。

【００１９】ところが、この構成によると、制御電極対（図のフリー状態のゲートＧとソースＳ）に対してドライブ制御がなされるにも拘らず、負荷側の電圧電流としては、主電極対（導電パターン３１、３２、３３に接続されているドレインＤ、ソースＳ）から信号を検出している。 つまり、実際のドライブの安定電位は制御電極対のソースＳであるのに対し、位相差検出用の信号の安定電位は主電極対のソースＳであり、両安定電位の電位差により検出誤差が生じる。

【００２０】そこで、図４に示すように、各同軸ケーブル４、５、２２の外側導線をＦＥＴ−Ｔ２の制御電極対のソースＳに共通に接続する。 即ち、制御電極対のソースＳが安定電位（例えば、アース電位）とされる。 この結果、実際のドライブの安定電位と位相差検出用の信号の安定電位とは一致するところとなり、検出信号に誤差が含まれることはなくなる。 図５（ａ）には、本実施例の回路構成が示されている。 この回路において、電源１
Ａ、マッチング回路３８を結ぶアースには、電圧検出部（ここでは、抵抗ＲＡ、ＲＢの直列接続回路によるデバイダ）の一方の端子抵抗Ｒ２の一端、カレントトランス３の２次側巻線の一端が接続される他、図５の（ｂ）に示されるように、ＦＥＴ−Ｔ２の制御電極対のソースＳ
ｓと主電極対のソースＳｍとが共通接続されて、アース電位とされる。 この構成により、検出する電圧電流の安定電位であるアース電位とドライブ回路の安定電位が共通化され、検出信号に誤差が含まれることはなくなる。

【００２１】図６には、図４の無電極放電ランプ点灯装置の他の構成例が示されている。 この実施例では、ＦＥ
Ｔ−Ｔ１のソースとＦＥＴ−Ｔ２のドレインとに接続がなされた導電パターン３３Ａをマッチング回路側へ直接延長する。 そして、ＦＥＴ−Ｔ２の主電極対のソースに接続された導電パターン３２Ａをマッチング回路側には延長せず、マッチング回路に接続された導電パターン６
１と導電パターン３２Ａとの間を同軸ケーブル２２で接続し、カレントトランス３により電流の検出を行う。 他の構成は、図４と同一である。 係る構成によっても、負荷側の電流の検出を行い得ることは勿論、検出する電圧電流の安定電位であるアース電位とドライブ回路の安定電位が共通化され、検出信号に誤差が含まれることはなくなるという効果を奏する。

【００２２】さて、無電極放電ランプ点灯装置において、点灯時には、負荷である無電極放電ランプが抵抗として作用し、負荷に流れる電流Ｉが適当な大きさとなって図７（ａ）に示す如くに流れる。 そして、電圧Ｖがスイッチング素子のしきい値電圧Ｖｔｈより低下してゼロとなるにつれて、電流Ｉも低下し、電圧Ｖがゼロとなる時に電流Ｉがゼロとなるように制御される。 ところが、
始動時には、電力消費の極めて少ない始動回路と、レジスタンス成分が極めて少ない励起コイルＬとが負荷となることから、図７（ｂ）に示されるように電流Ｉが過大となり、素子の破壊が生じる危険性があった。 これに加えて、電圧Ｖがしきい値電圧Ｖｔｈより低下してゼロとなるまでの期間（即ち、休止期間）がある程度以上である場合には、電流Ｉが極めて大きく流れることにより、
上記休止期間に電流Ｉが流れ続け、電圧Ｖがゼロ以下になっても電流の流れが止まらず、スイッチング素子の両端間の電圧Ｖにアンダーシュートが生じ、電圧Ｖｒを生じる。 この電圧Ｖｒは、次のスイッチング素子のオンの期間において、スイッチング素子の充電により消滅する。 しかし、この充電による電圧Ｖｒのキャンセルは、
エネルギー損失であり、好ましくないものであった。

【００２３】そこで、無電極放電ランプ点灯装置の構成を図９のように構成する。 ＦＥＴ−Ｔ１、Ｔ２のゲートにトランスＴｒを介してドライブ信号を与えるドライブ回路の構成において、ドライブ信号源６４（例えば、１
３．５６ＭＨｚ）とトランスＴｒとの間に、Ｄ級（Ａ
級、Ｂ級等も可）のアンプ６２を設置し、そのゲインを切り換えるように制御する。 この制御は、始動時制御回路６３によって行われる。 始動時制御回路６３は、例えば、光センサ６５より光信号を取り込んで、無電極放電ランプが始動時であるか否かを検出し、始動時である場合には、アンプ６２に制御信号を出力し、ドライブ信号である正弦波の電圧を高くするように制御する。 つまり、アンプ６２のゲインを高くするように制御を行う。
次に、光センサ６５の出力より、無電極放電ランプが点灯状態となったことを検出すると、始動時制御回路６３
は、アンプ６２に制御信号を出力し、ドライブ信号である正弦波の電圧を低くするように制御する。 つまり、アンプ６２のゲインを低くするように制御を行う。

【００２４】上記の制御を行った時の正弦波を図８に示す。 始動時の電圧をＶｓ、点灯時の電圧をＶｎで示してある。 スイッチング素子のしきい値電圧をＶｔｈとすると、点灯時の休止期間がｔ３〜ｔ６であるのに対し、始動時の休止期間がｔ４〜ｔ５と短くなり、始動時に電圧Ｖｓがしきい値電圧Ｖｔｈより低下してゼロボルトとなるまでの時間が極めて短くなっていることが判る。 この結果、、始動時には図７（ｂ）に示した如く負荷電流Ｉ
が大きくなるのであるが、ドライブ電圧が高くされ、しきい値電圧Ｖｔｈからゼロボルトとなるまでの時間が短いためにスイッチング素子の両端間電圧がアンダーシュートを生じにくくなり、ドレイン損失が大幅に減少する。 ちなみに、しきい値電圧Ｖｔｈが３．５Ｖのスイッチング素子を用い、点灯時の電圧Ｖｎを７Ｖ、始動時の電圧Ｖｓを１３Ｖとしたところ、始動時にも７Ｖでドライブを行っていた場合のドレイン損失が１６３．３Ｗであったのに比し、３１．２Ｗに改善することができた。

【００２５】なお、上記実施例では、アンプ６２のゲインコントロールによってドライブ信号の電圧を制御したが、他の実施例においては、上記アンプ６２の電源である直流電源を定電力動作させるように制御し、負荷電流Ｉが増加したとき、つまり、始動時に、上記アンプの電源電圧Ｖｄを大きくするように制御する。 これによっても、始動時にドライブ電圧を高くして、しきい値電圧Ｖ
ｔｈからゼロボルトとなるまでの時間を短くし、スイッチング素子の両端間電圧がアンダーシュートを生じにくし、ドレイン損失を大幅に減少させることができる。

【００２６】無電極放電ランプ点灯装置においては、負荷である無電極放電ランプ及び励起コイルに対し低インピーダンスな高周波大電流を供給する必要があり、マッチング回路としては、回路の共振のＱが極めて高いことが条件となることは前述の通りである。 また、コイルＬ
１、コンデンサＣ4 、抵抗Ｒ1 が並列に接続されたスタータ回路（図１）においても、損失を最小限に抑制するために、回路の共振のＱが高く設定されている。 従って、両回路共に、各素子の定数の変動により電流値が大きく変動する特質を持っている。 ところが、無電極放電ランプ点灯装置においては、図１の如く、マッチング回路を含むメイン回路とスタータ回路とが並列に接続されており、スタータ回路の動作が安定しても、メイン回路の動作が安定していなければ、その影響により始動回路の動作が不安定となり、適切な始動動作がなされない可能性があった。 そこで、高周波インバータ回路の入力を図１０乃至図１２に示すようなＤＣチョッパ回路を用いて行い、かつ、その充電インダクタに２次巻線を巻回して、高電圧を得て始動用細管７に印加する。

【００２７】図１０のＤＣチョッパ回路は、降圧型ＤＣ
チョッパと称される回路である。 この回路においては、
スイッチング部を構成するＦＥＴ７１のゲートに所定周波数の駆動信号を与えて、入力に係る直流電圧をスイッチングして、平滑回路を構成するインダクタ７５Ａ、コンデンサ７３がＬ字状に接続された回路へとダイオード７２を介して送出する。 コンデンサ７４は、電荷蓄積用のコンデンサである。 上記インダクタ７５Ａに２次巻線７５Ｂを巻回して高電圧を得て始動用細管７に印加する構成とする。 このＤＣチョッパの出力は、メイン回路のインバータ回路へ与えられる。 かかる構成によって、安定的に始動用の高電圧を得ることができ的確なる始動動作がなされ得る。 つまり、インダクタによる結合で始動電圧を得るので、メイン回路の影響を受けることがなく始動特性が安定する。

【００２８】図１１は昇圧型ＤＣチョッパを示し、図１
２はバックブースト型ＤＣチョッパを示す。 これらによっても、インダクタによる結合で始動電圧を得るので、
同様の効果が期待できる。 他の実施例では、絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータの３次巻線を用いた昇圧で始動用の高電圧を得て、始動用細管７に印加する。 係る構成でも同様の効果を奏する。 なお、いずれの場合にも、スイッチング部を構成するＦＥＴ７１のゲートに与える駆動信号の周波数は、１ＭＨｚを越えることが望ましい。 即ち、
この角周波数をω、得られる高電圧をＶ、始動用細管７
に流れる電流をｉ、高圧回路から始動用細管７、無電極放電ランプ本体６を介してグランドへ至る経路の線路容量をＣとすると、ｉはωＣＶで表される。 ここに、Ｃは０．５〜５ｐＦ程度であるから、所定のｉを得るためには、ωを大きくすればよい。 すると、印加する電圧Ｖを低下させることができ、絶縁性を高めることができ、コロナ損失を低減させる。 また、ωを大きくすると充電インダクタあるいはトランスを小形化でき、特に、本例の様に高圧発生用に、巻線を多く巻く必要のある場合に効果は大である。

【００２９】上記無電極放電ランプ点灯装置におけるインバータ回路には、図１等に明らかな様に、スイッチング素子としてＦＥＴが採用され、このＦＥＴの寄生ダイオードが還流電流の電流路を構成することにより、上記インバータ回路は、電流共振形インバータを構成する。
しかし、上記インバータ回路においては、高周波による動作のため、寄生ダイオードが順方向バイアスから逆方向バイアスへ変化する期間が短く、この期間内に蓄積電荷の放電を完了することができない場合がある。 この放電の未完了は、ＦＥＴがオン制御されると、急激にＦＥ
Ｔの逆方向に電流が流れるという破壊モードを現出する不具合があった。

【００３０】そこで、インバータ回路を、図１３のように構成する。 インバータ回路のスイッチング素子であるＦＥＴＴ２のソースとグランドとの間に、抵抗Ｒｄを接続し寄生ダイオードＤ２の順方向電流をコンデンサＣ９
を介して電圧Ｖ _Mとして検出する。 比較器８１の非反転端子にはＶｃｃを抵抗Ｒ８、Ｒ９により分圧した電圧が与えられ、反転端子にはレファレンス電圧Ｖ _REFが与えられている。 比較器８１の出力は零信号ホールド回路８
２に与えられ、零信号ホールド回路８２の出力はドライブ回路の電源電圧のスイッチであるトランジスタ８３のベースへ与えられている。

【００３１】係る回路において、寄生ダイオードＤ２の放電の未完了が生じていると、ＦＥＴ−Ｔ２がオンした瞬間に、ソース電位Ｖａは、図のようにマイナス側へ大きく振れ、コンデンサＣ９と抵抗Ｒ９との微分回路を介して、比較器８１の非反転端子には、レファレンス電圧Ｖ _REFより低い電圧が現れる。 この結果、比較器８１に出力にはパルス状に零信号が出力され、零信号ホールド回路８２はこれをホールドして、トランジスタ８３がオフされ、ドライブ回路の電源電圧Ｖｃｃが遮断され、素子の保護が図られる。

【００３２】なお本実施例に係るインバータ回路では、
寄生ダイオードＤ２のみについて検出を行っているが、
他の実施例では、寄生ダイオードＤ１についても放電の未完了を検出行う。 このようにすることによって、より確実に、破壊モードを検出して素子の保護を図ることができる。 また、他の実施例では、寄生ダイオードの順方向電流を検出するため、ドレイン側に検出用の抵抗が設けられる。 また、他の実施例では、負側の電圧のピークホールド回路を用いて寄生ダイオードを介して流れる電流の電流値に対応する電圧を得て、これを比較器に導き、レファレンス電圧との比較を行う。 更に他の実施例では、負側の電圧のみをダイオードを用いて取り出し、
積分回路で積分して寄生ダイオードを介して流れる電流の電流値に対応する電圧を検出する。 このような実施例によっても、同様の効果を奏する。

【００３３】さて、本発明のインバータ回路は、無電極放電ランプ点灯装置に適用され、負荷である無電極放電ランプ及び励起コイルに対し低インピーダンスな高周波大電流を供給する必要があり、マッチング回路が設けられた。 そして、このマッチング回路としては、回路の共振のＱが極めて高いことが条件となることは前述の通りで、極めて厳しい精度が要求されていたのである。 例えば、マッチング回路のコンデンサＣｓ（図１参照）の容量値が１パーセント変化すると、出力は２０パーセント変化してしまう。 そこで、負荷側のインピーダンスの変化に拘らず、出力変動が少ないインバータ回路を提供する。

【００３４】図１４には、実施例に係るインバータ回路を適用した無電極放電ランプ点灯装置の要部が示されている。 この実施例では、無電極放電ランプ、スタータ回路は省略されている。 例えば、商用電源９１を電源部９
２にて直流に変換し、インバータ部９３へ与える。 インバータ部９３は、例えば、スイッチング素子をトランスを介して正弦波でドライブする構成となっており、ドライブ信号である正弦波はドライバ９４から出力される。
インバータ部９３の出力はマッチング回路９５を介して負荷側へ与えられる。 本実施例では、負荷に対する出力電圧と電源部９２の出力電圧とが相関を持つことから、
電源部９２の出力電圧を電圧ピックアップ部９７で取り出し、電力制御部９６へ導く。 また、負荷側に流れる電流と電源部９２の出力電流とが相関を持つことから、電源部９２の出力電流を電流ピックアップ部９８で取り出し、電力制御部９６へ導く。 電圧ピックアップ部９７
は、既述のコンデンサデバイダ等で構成され、電流ピックアップ部９８は、既述のカレントトランス等により構成される。

【００３５】電力制御部９６は、検出された出力電圧と出力電流とに基づき、電力が常に所定となるように電源部９２の制御を行う。 つまり、電源部９２に増幅器を設け、その動作点を変動させる制御を行って、出力電力を所定に保持する。 この結果、負荷に対する出力電圧と電源部９２の出力電圧とが相関を持ち、負荷側に流れる電流と電源部９２の出力電流とが相関を持つことから、負荷インピーダンスの位相角が小さくなれば、入力電圧を低下させ、逆に、負荷インピーダンスの位相角が大きくなれば、入力電圧を上昇させるような制御がなされる。

【００３６】従来回路において、負荷の位相角が小さくなると、スイッチングの際にスイッチング素子の出力側に印加される電圧が増加し、ＣＶ ^２ロスも増加する。 ここに、Ｃは出力容量であり、Ｖはスイッチング時にスイッチング素子の両端に印加される電圧である。 しかし、
上記の実施例回路による定電力制御によって、負荷の位相角が小さくなると、電源電圧が低下させられる。 従って、スイッチング時にスイッチング素子の両端に印加される電圧Ｖは大きくならず、ＣＶ ^２ロスの増加を抑制できる。 そして、負荷のインピーダンスの偏角が相当広い範囲にわたり変化しても、出力が所定であり、高効率が保持される。 このため、インピーダンスの偏角が相当広い範囲にわたり変化する負荷である無電極放電ランプの点灯装置に好適である。

【００３７】図１５、図１６には、上記インバータ回路により無電極放電ランプ点灯装置を構成し、ドライブを行った場合の応答特性が示されている。 図１５では、マッチング回路のコンデンサＣｓを変動させたとき、直流入力電圧が下に凸の曲線で変化し、進相逆電流がＣｓの誤差がマイナス側へ変位するにつれて増加する。 進相逆電流は、出力電流が出力電圧よりも位相が進んでいる時に、各々のＦＥＴにかかる電圧とは逆向きに流れている電流の実効値と定義する。 この進相逆電流が大きいほど寄生ダイオードがＯＮされ易く、かつ、寄生ダイオードに蓄積されている電荷も寄生ダイオードが順方向バイアスから逆方向バイアスへ変化する期間内に放電が完了されにくくなる。 従って、回路保護のためにはこの進相逆電流を所定値以下に抑えるのが好ましい。 しかし、出力とドレイン効率とはほぼ一定値を保持する。 直流入力電圧を８０ボルト以下、進相逆電流を１２アンペア以下の条件では、Ｃｓを±６パーセント変化させ得ることが判る。 図１６は、図１５の装置に比し、マッチング回路のＣｐと励起コイルＬのインダクタンスを１０パーセント上昇させ、更に、図９のように構成された回路にて、ドライブ電圧の波高値をインバータ入力電圧の大小に応じて制御させた時の応答特性である。 このようにドライブ電圧を制御することは図８に示した通り、インバータの休止期間を制御することになる。 かような制御を併用することにより、ＣＶ ²ロスの増加はさらに抑制され、広い範囲にわたって高効率を維持できる。 その制御は前述した通り、入力電流あるいは負荷電流が増加し、これにより入力電圧が低下した場合にはドライブ電圧を高く、
逆に入力電流あるいは負荷電流が減少し、これにより入力電圧が上昇した場合にはドライブ電圧を低下させれば良い。 この特性から、進相逆電流を８アンペア以下の条件とすると、Ｃｓを±７．２パーセント変化させ得、進相逆電流を１２アンペア以下の条件とすると、Ｃｓを±
８パーセント変化させ得ることが判る。 斯して、素子のばらつきによらず、的確な動作を確保できる。 更に、この入力電力を制御することで調光制御を行うこともできる。 この場合でも、ゲートドライブ電圧の制御を併用すれば、調光範囲を広く取り且つ高効率を維持できる効果がある。

【００３８】なお、電力制御は、検出した電圧と電流との位相制御に他ならないから、他の実施例は、電力制御部９６で検出した電圧と電流との位相を制御して、電力制御とする。

【００３９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のインバータ回路によれば、負荷に対して供給されている電流と電圧との位相差が検出され、且つ、この位相差に基づきインバータ回路に与える直流電圧が適宜に上昇あるいは低下されて、負荷のインピーダンスの値及び位相の変動に応じて直流電圧が変更され、最適なマッチング状態が現出される。

【００４０】更に、インバータ回路には、主電極対と制御電極対とが別個に設けられたスイッチング素子が備えられ、電圧検出手段と電流検出手段とから位相差検出手段へ到る経路が同軸ケーブルで構成され、該同軸ケーブルの外側導体が、前記スイッチング素子の制御電極対のうち安定電位側端子に接続されているので、検出側とドライブ側との信号の安定電位が一致し、誤差の少ない検出を保証し、制御を確実なものにする。

【００４１】以上説明したように、本発明の無電極放電ランプ点灯装置によれば、インバータ回路が負荷である無電極放電ランプ及び励起コイルのインピーダンスの値及び位相の変動に応じて直流電圧を変更して、最適なマッチング状態を現出し、共振条件を適正な状態に戻し、
ディバイスの破壊やランプの始動不能を防止する。

【００４２】以上説明したように、本発明の無電極放電ランプ点灯装置によれば、インバ−タ回路の直流電源の電圧と電流とを検出し、その積である電力が所定となるように、前記インバータ回路に与える電源電圧を制御するので、負荷のインピーダンスの偏角が相当広い範囲にわたり変化しても、出力が所定であり、高効率が保持される。 つまり、負荷側の素子のばらつきを補償して、所定出力出動作がなされる。

【００４３】以上説明したように、本発明の無電極放電ランプ点灯装置によれば、負荷とインバータ回路との間には、これらのインピーダンスマッチングを図るマッチング回路が設けられることから、効率の良い無電極放電ランプの点灯動作がなされる。

【００４４】以上説明したように、本発明の無電極放電ランプ点灯装置によれば、スイッチング素子と、このスイッチング素子を正弦波によりドライブするドライブ回路とが備えられ、無電極放電ランプの始動時に前記ドライブ用の正弦波電圧を増大させるので、ドライブ電圧が高くされ、しきい値電圧Ｖｔｈからゼロボルトとなるまでの時間が短いためにスイッチング素子の両端間電圧がアンダーシュートを生じにくくなり、ドレイン損失が大幅に減少する。

【００４５】以上説明したように、本発明の無電極放電ランプ点灯装置によれば、スイッチング素子と、このスイッチング素子を正弦波によりドライブするドライブ回路とが備えられ、無電極放電ランプの始動時に前記ドライブ用の正弦波電圧を増大させるので、ドライブ電圧が高くされ、しきい値電圧Ｖｔｈからゼロボルトとなるまでの時間が短いためにスイッチング素子の両端間電圧がアンダーシュートを生じにくくなり、ドレイン損失が大幅に減少する。

【００４６】以上説明したように、本発明の無電極放電ランプ点灯装置によれば、インバータ回路に対し電源電圧を与えるＤＣチョッパ回路が設けられ、該ＤＣチョッパ回路にはインダクタまたはトランスが設けられ、該インダクタまたはトランスの２次側巻線より電圧を得て、
無電極放電ランプの始動に用いるようにしたので、インダクタンスによる結合で始動電圧を得るので、メイン回路の影響を受けることがなく始動特性が安定する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例の構成図。

【図２】本発明の実施例の要部の構造を示す斜視図。

【図３】本発明の実施例の構成図。

【図４】本発明の実施例の構成図。

【図５】本発明の実施例の構成図。

【図６】本発明の実施例の構成図。

【図７】無電極放電ランプ点灯時と始動時の電圧電流波形を示す図。

【図８】本発明の実施例による無電極放電ランプ点灯時と始動時の電流波形を示す図。

【図９】図８の動作を実現する本発明の実施例の構成図。

【図１０】本発明の実施例の構成図。

【図１１】本発明の実施例の構成図。

【図１２】本発明の実施例の構成図。

【図１３】本発明の実施例の構成図。

【図１４】本発明の実施例の構成図。

【図１５】図１４の実施例による効果を示す回路応答図。

【図１６】図１４の実施例による効果を示す回路応答図。

【符号の説明】

１ スイッチングレギュレータ ２ ドライブ回路 ３ カレントトランス ４、５ 同軸ケーブル ７ 無電極放電ランプ本体 ８ 位相比較器 １０ 誤差増幅器 １１ パルス幅変調器 １２ ドライブ制御回路 ３０ 制御回路 ８１ 比較器 ８２ 零信号ホールド回路 ８３ トランジスタ ９１ 商用電源 ９２ 電源部 ９３ インバータ部 ９４ ドライバ ９５ マッチング回路 ９６ 電力制御部 ９７ 電圧ピックアップ部 ９８ 電流ピックアップ部