开关电源输出过压保护方法及电路及带该电路的开关电源
阅读：621发布：2024-01-05
专利汇可以提供开关电源输出过压保护方法及电路及带该电路的开关电源专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 涉及 电子 领域，公开了一种 开关 电源输出过压保护方法及 电路 及带该电路的 开关电源 。方法包括：第一 电流 在第一预定时间段对第一电容充电，预定的第二电流在第二预定时间段对第二电容充电，获取第一电容、第二电容在各开关周期的第二时间段结束时刻的 电压 比较 信号 ,将电压比较信号输出作为过压保护信号，使当在第二时间段结束时刻，第一电容的电压大于或者等于所述第二电容的电压时,所述过压保护信号为有效信号，应用该技术方案有利于降低电路成本。，下面是开关电源输出过压保护方法及电路及带该电路的开关电源专利的具体信息内容。
1.一种开关电源输出过压保护方法，其特征是，包括：
第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，预定的第二电流在第二预定时间段对第二电容充电，所述第一电流与所述开关电源的输入电压成预定的第一比例，所述第二电流与所述开关电源的负载所能承受的电压上限成第二比例；
获取所述第一电容、第二电容在各所述开关周期的第二时间段结束时刻的电压比较信号,将所述电压比较信号输出作为过压保护信号，使当在所述第二时间段结束时刻，所述第一电容的电压大于或者等于所述第二电容的电压时,所述过压保护信号为有效信号，所述第二时间段为：在各所述开关周期内，流过开关电源内电感的电感电流持续下降的时间段。
2.根据权利要求1所述开关电源输出过压保护方法，其特征是，
第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，具体是：
在开关电源的各开关周期的第一时间段内，所述第一电流对所述第一电容充电；
第二电流在第二预定时间段对第二电容充电，具体是：
在各所述开关周期的第一时间段以及第二时间段内，所述第二电流对所述第二电容充电；
所述第一时间段为：在各所述开关周期内，所述电感电流持续上升的时间段。
3.根据权利要求2所述开关电源输出过压保护方法，其特征是，
所述开关电源为Buck结构开关电源。
4.根据权利要求1所述开关电源输出过压保护方法，其特征是，
第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，具体是：
在各所述开关周期的第一时间段以及第二时间段内，所述第一电流对所述第一电容充电；
第二电流在第二预定时间段对第二电容充电，具体是：
在各所述开关周期的所述第二时间段内，所述第二电流对所述第二电容充电；
所述第一时间段为：在各所述开关周期内，所述电感电流持续上升的时间段。
5.根据权利要求4所述开关电源输出过压保护方法，其特征是，
所述开关电源为boost结构开关电源。
6.根据权利要求1所述开关电源输出过压保护方法，其特征是，
第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，具体是：
在各所述开关周期的第一时间段内，所述第一电流对所述第一电容充电；
第二电流在第二预定时间段对第二电容充电，具体是：
在各所述开关周期的所述第二时间段内，所述第二电流对所述第二电容充电；
所述第一时间段为：在各所述开关周期内，所述电感电流持续上升的时间段。
7.根据权利要求6所述开关电源输出过压保护方法，其特征是，
所述开关电源为Buck-boost结构开关电源。
8.根据权利要求6所述开关电源输出过压保护方法，其特征是，
所述开关电源为反激式变换结构开关电源。
9.根据权利要求2所述开关电源输出过压保护方法，其特征是，
所述开关电源为正激式变换结构开关电源。
10.根据权利要求2至7之任一所述开关电源输出过压保护方法，其特征是，所述第一比例与所述第二比例的比值大小为：所述第一电容容值与所述第二电容容值的比值。
11.根据权利要求8或9所述开关电源输出过压保护方法，其特征是，
所述第一比例与所述第二比例的比值大小为：所述开关电源的变压器变压比与所述第一电容容值的乘积与所述第二电容容值的比值。
12.根据权利要求1至9之任一所述开关电源输出过压保护方法，其特征是，在步骤：第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，预定的第二电流在第二预定时间段对第二电容充电之前，还包括：
将所述第一电容、第二电容的电压均复位为同一初始电压值。
13.根据权利要求12所述开关电源输出过压保护方法，其特征是，
将所述第一电容、第二电容的电压均复位为零。
14.一种开关电源输出过压保护电路，其特征是，包括：
第一充电电路，用于采用第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，所述第一电流与所述开关电源的输入电压成预定的第一比例；
第二充电电路，用于采用预定的第二电流在第二预定时间段对第一电容充电，所述第二电流与所述开关电源的负载所能承受的电压上限成第二比例，
比较电路，用于获取所述第一电容、第二电容在各开关周期的第二时间段结束时刻的电压比较信号，将所述电压比较信号输出作为过压保护信号，使当在所述第二时间段结束时刻，所述第一电容的电压大于或者等于所述第二电容的电压时,所述过压保护信号为有效信号，
所述第二时间段为：在各所述开关周期内，流过开关电源内电感的电感电流持续下降的时间段。
15.根据权利要求14所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，
在各开关周期的第一时间段内，所述第一充电电路对所述第一电容充电，所述第二充电电路对所述第二电容充电，
在各所述开关周期的第一时间段、以及所述第二时间段内，所述第二充电电路对所述第二电容充电；
所述第一时间段为：在各所述开关周期内，所述电感电流持续上升的时间段。
16.根据权利要求15所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，
所述开关电源为Buck结构开关电源。
17.根据权利要求14所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，
在各开关周期的第一时间段、以及所述第二时间段内，所述第一充电电路对所述第一电容充电，
在各所述开关周期的所述第二时间段内，所述第二充电电路对所述第二电容充电；
所述第一时间段为：在各所述开关周期内，所述电感电流持续上升的时间段。
18.根据权利要求17所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，
所述开关电源为boost结构开关电源。
19.根据权利要求14所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，
在各开关周期的第一时间段内，所述第一充电电路对所述第一电容充电，在各所述开关周期的所述第二时间段内，所述第二充电电路对所述第二电容充电；
所述第一时间段为：在各所述开关周期内，所述电感电流持续上升的时间段。
20.根据权利要求19所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，
所述开关电源为Buck-boost结构开关电源。
21.根据权利要求19所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，
所述开关电源为反激式变换结构开关电源。
22.根据权利要求15所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，
所述开关电源为正激式变换结构开关电源。
23.根据权利要求15至20之任一所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，所述第一比例与所述第二比例的比值大小为：所述第一电容容值与所述第二电容容值的比值。
24.根据权利要求21或22所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，
所述第一比例与所述第二比例的比值大小为：所述开关电源的变压器变压比与所述第一电容容值的乘积与所述第二电容容值的比值。
25.根据权利要求14至22之任一所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，所述第一充电电路包括第一电流生成电路、所述第一电容、以及第一开关，所述第一电流生成电路，用于根据所述输入电压生成所述第一电流，
所述第一开关连接在所述第一电流生成电路与所述第一电容之间，在所述第一预定时间段内，所述第一开关处于导通状态，使所述第一电流对所述第一电容充电；
所述第二充电电路包括第二电流源、所述第二电容、以及第二开关，
所述第二电流源，用于输出所述第二电流，
所述第二开关连接在所述第二电流源与所述第二电容之间，
在所述第二预定时间段内，所述第二开关处于导通状态，使所述第二电流通对所述第二电容充电。
26.根据权利要求25所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，还包括：
复位电路，与所述第一电容、第二电容分别连接，用于在第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，预定的第二电流在第二预定时间段对第二电容充电之前，使所述第一电容、第二电容的电压均复位为同一初始电压值。
27.根据权利要求26所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，
所述复位电路包括第三开关、第四开关；
所述第三开关与所述第一电容连接，所述第四开关与所述第二电容连接，在所述第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，预定的第二电流在第二预定时间段对第二电容充电之前，
所述第三开关、以及第四开关处于导通状态，所述第一电容、第二电容分别通过所述第三开关、第四开关形成的回路放电，使所述第一电容、以及第二电容的电压复位为所述同一初始电压值。
28.根据权利要求27所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，
所述第一电容、第二电容未与所述第一开关、第二开关连接的一端接地，另一端分别通过所述第三开关、第四开关接地。
29.根据权利要求14至22之任一所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，所述比较电路包括：
第一比较器，所述第一比较器的正向输入端、反向输入端分别与所述第一电容、第二电容连接，用于比较所述第一电容、第二电容的电压，输出第一比较信号；
D触发器，所述D触发器的输入端与所述第一比较器的输出端连接，
在各所述第二时间段结束时刻，所述D触发器的时钟控制端收到一有效信号，在所述有效信号触发下，所述D触发器输出所述过压保护信号，使当在所述第二时间段结束时刻，所述第一电容的电压大于或者等于所述第二电容的电压时,所述过压保护信号为有效信号。
30.根据权利要求14至22之任一所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，所述第一电流生成电路包括：运算放大器、第三场效应管、第四场效应管、第五场效应管以及第一电阻；
所述运算放大器的第一输入端输入第一电压信号，第二输入端通过所述第一电阻接地，输出端与所述第三场效应管的栅极连接，
所述第三场效应管的源极与所述运算放大器的所述第二输入端连接，漏极通过所述第四场效应管与供电电压相连，
所述第四场效应管与所述第五场效应管共栅极连接，
所述第五场效应管的源极接供电电压,所述第五场效应管的漏极输出所述第一电流；
所述输入电压与所述第一电压信号成预定的第三比例。
31.根据权利要求30所述开关电源输出过压保护电路，其特征是，
所述第三比例与所述第一比例的比值等于所述第一电阻的阻值。
32.一种开关电源，其特征是，包括上述权利要求14至31之任一所述的输出过压保护电路。
开关电源输出过压保护方法及电路及带该电路的开关电源
技术领域
背景技术
[0003] 当开关电源给电子产品供电时，如果开关电源内部或者负载103出现故障时，开关电源的输出电压会突然急剧增加，如果当前输出电压高于当前负载103所能承受的电压上限时存在开关电源输出过压，容易导致负载103电路无法正常工作，甚至导致负载103损坏。
[0004] 为了解决开关电源输出过压的问题，人们在开关电路中设置了过压保护电路，当检测到当前输出过压时则产生一过压保护信号使开关电源控制电路控制开关电源的输出电压，使其满足负载103正常工作所需的电压大小，避免输出过压给负载103正常工作带来的损害。
[0005] 在现有技术中，检测输出过压的方法主要采用以下技术方案：
[0006] 譬如如图1所示的开关电源电路，在开关电源的输出端连接辅助绕组101，通过辅助绕组101获取表征输出电压的电压FB，并将其电压FB反馈输入至开关电源控制电路102的过压保护端(图1中的引脚Vovp)，以便控制电路102根据该反馈电压FB检测确定输出是否过压，对于输出过压时，对开关电源采取相应的过压保护控制。
[0007] 但是在进行本发明研究过程中，发明人发现现有技术至少存在如下问题：
[0008] 现有技术的过压保护方案中需要应用体积较大且成本较高的辅助绕组101，存在较大的电路成本的问题，且辅助绕组101本身会带来功率损耗，不利于提高开关电源的转换效率。
发明内容
[0009] 本发明实施例目的之一在于：提供一种开关电源输出过压保护方法，应 用该技术方案有利于降低电路成本。
[0010] 本发明实施例目的之二在于：提供一种开关电源输出过压保护电路，应用该技术方案有利于降低电路成本。
[0011] 本发明实施例目的之三在于：提供一种开关电源，应用该技术方案有利于降低电路成本。
[0012] 第一方面，本发明实施例提供的一种开关电源输出过压保护方法，包括：
[0013] 第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，预定的第二电流在第二预定时间段对第二电容充电，所述第一电流与所述开关电源的输入电压成预定的第一比例，所述第二电流与所述开关电源的负载所能承受的电压上限成第二比例；
[0014] 获取所述第一电容、第二电容在各所述开关周期的第二时间段结束时刻的电压比较信号,将所述电压比较信号输出作为过压保护信号，使当在所述第二时间段结束时刻，所述第一电容的电压大于或者等于所述第二电容的电压时,所述过压保护信号为有效信号，[0015] 所述第二时间段为：在各所述开关周期内，流过开关电源内电感的电感电流持续下降的时间段。
[0016] 结合第一方面，在第一种实现方式下，第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，具体是：
[0017] 在开关电源的各开关周期的第一时间段内，所述第一电流对所述第一电容充电；
[0018] 第二电流在第二预定时间段对第二电容充电，具体是：
[0019] 在各所述开关周期的第一时间段以及第二时间段内，所述第二电流对所述第二电容充电；
[0020] 所述第一时间段为：在各所述开关周期内，所述电感电流持续上升的时间段。
[0021] 结合第一方面，在第一种实现方式下，所述开关电源为Buck结构开关电源。
[0022] 结合第一方面，在第一种实现方式下，第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，具体是：
[0023] 在各所述开关周期的第一时间段以及第二时间段内，所述第一电流对所述第一电容充电；
[0024] 第二电流在第二预定时间段对第二电容充电，具体是：
[0025] 在各所述开关周期的所述第二时间段内，所述第二电流对所述第二电容充电；
[0026] 所述第一时间段为：在各所述开关周期内，所述电感电流持续上升的时间段。
[0027] 结合第一方面，在第一种实现方式下，所述开关电源为boost结构开关电源。
[0028] 结合第一方面，在第一种实现方式下，第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，具体是：
[0029] 在各所述开关周期的第一时间段内，所述第一电流对所述第一电容充电；
[0030] 第二电流在第二预定时间段对第二电容充电，具体是：
[0031] 在各所述开关周期的所述第二时间段内，所述第二电流对所述第二电容充电；
[0032] 所述第一时间段为：在各所述开关周期内，所述电感电流持续上升的时间段。
[0033] 结合第一方面，在第一种实现方式下，所述开关电源为Buck-boost结构开关电源。
[0034] 结合第一方面，在第一种实现方式下，所述开关电源为反激式变换结构开关电源。
[0035] 结合第一方面，在第一种实现方式下，所述开关电源为正激式变换结构开关电源.[0036] 结合第一方面，在第一种实现方式下，所述第一比例与所述第二比例的比值大小为：所述第一电容容值与所述第二电容容值的比值。
[0037] 结合第一方面，在第一种实现方式下，所述第一比例与所述第二比例的比值大小为：所述开关电源的变压器变压比与所述第一电容容值的乘积与所述第二电容容值的比值。
[0038] 结合第一方面，在第一种实现方式下，在步骤：第一电流在第一预定时 间段对第一电容充电，预定的第二电流在第二预定时间段对第二电容充电之前，还包括：
[0039] 将所述第一电容、第二电容的电压均复位为同一初始电压值。
[0040] 结合第一方面，在第一种实现方式下，将所述第一电容、第二电容的电压均复位为零。
[0041] 第一方面，本发明实施例提供的一种开关电源输出过压保护电路，包括：
[0042] 第一充电电路，用于采用第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，所述第一电流与所述开关电源的输入电压成预定的第一比例；
[0043] 第二充电电路，用于采用预定的第二电流在第二预定时间段对第一电容充电，所述第二电流与所述开关电源的负载所能承受的电压上限成第二比例，
[0044] 比较电路，用于获取所述第一电容、第二电容在各开关周期的第二时间段结束时刻的电压比较信号，将所述电压比较信号输出作为过压保护信号，使当在所述第二时间段结束时刻，所述第一电容的电压大于或者等于所述第二电容的电压时,所述过压保护信号为有效信号，
[0045] 所述第二时间段为：在各所述开关周期内，流过开关电源内电感的电感电流持续下降的时间段。
[0046] 结合第二方面，在第一种实现方式下，在各开关周期的第一时间段内，所述第一充电电路对所述第一电容充电，所述第二充电电路对所述第二电容充电，
[0047] 在各所述开关周期的第一时间段、以及所述第二时间段内，所述第二充电电路对所述第二电容充电；
[0048] 所述第一时间段为：在各所述开关周期内，所述电感电流持续上升的时间段。
[0049] 结合第二方面，在第一种实现方式下，所述开关电源为Buck结构开关电源。
[0050] 结合第二方面，在第一种实现方式下，在各开关周期的第一时间段、以及所述第二时间段内，所述第一充电电路对所述第一电容充电，
[0051] 在各所述开关周期的所述第二时间段内，所述第二充电电路对所述第二电容充电；
[0052] 所述第一时间段为：在各所述开关周期内，所述电感电流持续上升的时间段。
[0053] 结合第二方面，在第一种实现方式下，所述开关电源为boost结构开关电源。
[0054] 结合第二方面，在第一种实现方式下，在各开关周期的第一时间段内，所述第一充电电路对所述第一电容充电，
[0055] 在各所述开关周期的所述第二时间段内，所述第二充电电路对所述第二电容充电；
[0056] 所述第一时间段为：在各所述开关周期内，所述电感电流持续上升的时间段。
[0057] 结合第二方面，在第一种实现方式下，所述开关电源为Buck-boost结构开关电源，[0058] 结合第二方面，在第一种实现方式下，所述开关电源为反激式变换结构开关电源。
[0059] 结合第二方面，在第一种实现方式下，所述开关电源为正激式变换结构开关电源。
[0060] 结合第二方面，在第一种实现方式下，所述第一比例与所述第二比例的比值大小为：所述第一电容容值与所述第二电容容值的比值。
[0061] 结合第二方面，在第一种实现方式下，所述第一比例与所述第二比例的比值大小为：所述开关电源的变压器变压比与所述第一电容容值的乘积与所述第二电容容值的比值。
[0062] 结合第二方面，在第一种实现方式下，所述第一充电电路包括第一电流生成电路、所述第一电容、以及第一开关，
[0063] 所述第一电流生成电路，用于根据所述输入电压生成所述第一电流，[0064] 所述第一开关连接在所述第一电流生成电路与所述第一电容之间，在所述第一预定时间段内，所述第一开关处于导通状态，使所述第一电流对所述第一电容充电；
[0065] 所述第二充电电路包括第二电流源、所述第二电容、以及第二开关，[0066] 所述第二电流源，用于输出所述第二电流，
[0067] 所述第二开关连接在所述第二电流源与所述第二电容之间，
[0068] 在所述第二预定时间段内，所述第二开关处于导通状态，使所述第二电流通对所述第二电容充电。
[0069] 结合第二方面，在第一种实现方式下，还包括：
[0070] 复位电路，与所述第一电容、第二电容分别连接，用于在第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，预定的第二电流在第二预定时间段对第二电容充电之前，使所述第一电容、第二电容的电压均复位为同一初始电压值。
[0071] 结合第二方面，在第一种实现方式下，所述复位电路包括第三开关、第四开关；
[0072] 所述第三开关与所述第一电容连接，所述第四开关与所述第二电容连接，在所述第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，预定的第二电流在第二预定时间段对第二电容充电之前，
[0073] 所述第三开关、以及第四开关处于导通状态，所述第一电容、第二电容分别通过所述第三开关、第四开关形成的回路放电，使所述第一电容、以及第二电容的电压复位为所述同一初始电压值。
[0074] 结合第二方面，在第一种实现方式下，28、根据27所述开关电源的输出过压保护电路，所述第一电容、第二电容未与所述第一开关、第二开关连接的一端接地，另一端分别通过所述第三开关、第四开关接地。
[0075] 结合第二方面，在第一种实现方式下，所述比较电路包括：
[0076] 第一比较器，所述第一比较器的正向输入端、反向输入端分别与所述第一电容、第二电容连接，用于比较所述第一电容、第二电容的电压，输出第一比较信号；
[0077] D触发器，所述D触发器的输入端与所述第一比较器的输出端连接，
[0078] 在各所述第二时间段结束时刻，所述D触发器的时钟控制端收到一有效信号，在所述有效信号触发下，所述D触发器输出所述过压保护信号，使当在所述第二时间段结束时刻，所述第一电容的电压大于或者等于所述第二电容的电压时,所述过压保护信号为有效信号。
[0080] 所述运算放大器的第一输入端输入第一电压信号，第二输入端通过所述第一电阻接地，输出端与所述第三场效应管的栅极连接，
[0081] 所述第三场效应管的源极与所述运算放大器的所述第二输入端连接，漏极通过所述第四场效应管与供电电压相连，
[0082] 所述第四场效应管与所述第五场效应管共栅极连接，
[0083] 所述第五场效应管的源极接供电电压,所述第五场效应管的漏极输出所述第一电流；
[0084] 所述输入电压与所述第一电压信号成预定的第三比例。
[0085] 结合第二方面，在第一种实现方式下，所述第三比例与所述第一比例的比值等于所述第一电阻的阻值。
[0086] 第三方面，本发明实施例提供的一种开关电源，包括上述任一所述的输出过压保护电路。
[0087] 由上可见，应用本实施例技术方案，可以在开关电源输出过压保护技术方案中应用伏秒平衡，用与输入电压成预定比例的第一电流在第一预定时间内对第一电容充电获取可表征输出电压的电压；用与负载所需的最大电压成比例的第二电流在第二预定时间内对第二电容充电获取可表征负载所需最大电压的另一电压,通过获取开关电源各开关周期的第二时间段T2结束时刻第一电容、第二电容的电压比较信号,将此刻的电压比较信号输出作为过压保护信号，且使当在第二时间段T2结束时刻、第一电容的电压大于或者等于第二电容的电压时,该过压保护信号为有效信号，从而实现对开关电源的输出过压保护控制。
[0088] 另外，本实施例技术方案的电路实现对输出电压的过压判断,可以只需用简单廉价的分压电阻获取表征输入电压的信号输入到开关电源控制电路的过压保护端，其相对于现有技术中采用辅助绕组101获取表征输出电压的电压并反馈给开关电源控制电路的技术方案，能够避免辅助绕组的应用，进一步有利于节省电路成本，以及避免由于辅助绕组101应用存在的功率损害，以进一步有利于提高开关电源的转换效率。附图说明
[0089] 图1为现有技术提供的一种带输出过压保护电路的开关电源的电路原理 示意图；
[0090] 图2为本实施例1提供的一种输出过压保护方法流程示意图；
[0091] 图3为本发明实施例1-9提供的在一开关周期内，开关电源的功率开关管的栅极电压VG、电感的电感电流IL以及电感的励磁电压VL的波形示意、以及第一时间段T1、第二时间段T2分布示意图；
[0092] 图4为本实施例2提供的一种输出过压保护方法流程示意图；
[0093] 图5为本实施例3提供的一种输出过压保护方法流程示意图；
[0094] 图6为本实施例4提供的一种输出过压保护方法流程示意图；
[0095] 图7为本实施例5提供的一种输出过压保护方法流程示意图；
[0096] 图8为本实施例6提供的一种输出过压保护方法流程示意图；
[0097] 图9为本实施例7提供的第一种输出过压保护方法流程示意图；
[0098] 图10为本实施例7提供的第二种输出过压保护方法流程示意图；
[0099] 图11为本实施例7提供的第三种输出过压保护方法流程示意图；
[0100] 图12为本实施例7提供的第四种输出过压保护方法流程示意图；
[0101] 图13为本实施例7提供的第五种输出过压保护方法流程示意图；
[0102] 图14为本实施例7提供的第六种输出过压保护方法流程示意图；
[0103] 图15为本实施例8提供的一种输出过压保护电路原理示意图；
[0104] 图16为本实施例8提供的一种带上述任一输出过压保护电路的开关电源的电路原理示意图；
[0105] 图17为本发明实施例9中提供的输出过压保护电路中的第一电流生成电路的电路原理示意图。
具体实施方式
[0106] 下面将结合附图以及具体实施例来详细说明本发明，在此本发明的示意性实施例以及说明用来解释本发明，但并不作为对本发明的限定。
[0107] 实施例1：
[0108] 参见图2所示，本实施例提供了一种输出过压保护方法，该方法主要包括以下的流程：
[0109] 步骤201：第一电流在第一预定时间段对第一电容充电，预定的第二电流在第二预定时间段对第二电容充电。
[0110] 其中，第一电流I1与开关电源的输入电压成预定的第一比例，第二电流I2与开关电源的负载所能承受的电压上限成第二比例。在本实施例中该第二电流I2可以但不限于为预先给定的值。
[0111] 在开关电源工作的过程中，根据开关电源内电感的电感电流确定：在各开关周期内的第一时间段T1、第二时间段T2。
[0112] 其中，本发明实施例中的开关周期指的是，该开关电源内的功率开关的开关周期。
[0113] 在任一开关周期内，将电感电流持续上升的时间段记为第一时间段记为T1，将电感电流持续下降的时间段记为第二时间段记为T2。
[0114] 其中，第二时间段T2为：在各开关周期内，电感电流持续下降的时间段。
[0115] 参见图3所示，譬如，在诸如临界式工作模式的开关电源中，任一开关周期包括以下两个时间段：电感电流持续上升的第一时间段T1、电感电流持续下降的第二时间段T2。
[0116] 再譬如，在诸如断续式工作模式的开关电源中，任一开关周期包括以下三个时间段：电感电流持续上升的第一时间段T1、电感电流持续下降的第二时间段T2、以及电感电流的谐振时间段T3。
[0117] 需要说明的是，本实施例技术方案以临界式、断续式工作模式的开关电源为例对本实施例的应用进行示意说明，但本实施例技术方案的应用并不限于此，其还可以应用于其他工作模式的开关电源。
[0118] 在本实施例中，在各开关周期，分别采用第一电流I1、第二电流I2分别对第一电容、第二电容进行充电，并且利用伏秒平衡原则，分别对第一电容、第二电容的充电时间(即第一预定时间段、第二预定时间段)进行控制。使：当在各开关周期的第二时间段结束时刻第一电容、第二电容上的电压相等时，此时开关电源当前输出电压Vo等于开关电源的负载所能承受的电压上限Vovp，即此时开关电源输出处于过压临界状态。
[0119] 需要说明的是，在本实施例中，其中第一预定时间段、第二预定时间段在时间轴上可以部分重叠也可以不相重叠。
[0120] 进一步针对各类型开关电源，而对第一预定时间段、第二预定时间段的 控制以及具体实施参见实施例2-9的进一步分析。
[0121] 步骤202：获取第一电容、第二电容在各开关周期的第二时间段结束时刻的电压比较信号,将电压比较信号输出作为过压保护信号。
[0122] 在本步骤中，获取第一电容、第二电容在各开关周期的第二时间段T2结束时刻的电压比较信号,将该电压比较信号输出作为过压保护信号，以根据过压保护信号对当前开关电源的采取过压保护。并且使当在第二时间段T2结束时刻，第一电容的电压大于或者等于第二电容的电压时,该过压保护信号为有效信号，此时启动对开关电源的输出过压保护控制。
[0123] 由上可见，应用本实施例技术方案，可以在开关电源输出过压保护技术方案中应用伏秒平衡，用与输入电压成预定比例的第一电流在第一预定时间内对第一电容充电获取可表征输出电压的电压；用与负载所需的最大电压成比例的第二电流在第二预定时间内对第二电容充电获取可表征负载所需最大电压的另一电压,通过获取开关电源各开关周期的第二时间段T2结束时刻第一电容、第二电容的电压比较信号,将此刻的电压比较信号输出作为过压保护信号，并使当在第二时间段T2结束时刻第一电容的电压大于或者等于第二电容的电压时该过压保护信号为有效信号，从而实现对开关电源的输出过压保护控制。综上，应用本实施例可以实现对开关电源的输出过压保护。
[0124] 另外，本实施例技术方案的电路实现对输出电压的过压判断,可以只需用简单廉价的分压电阻获取表征输入电压的信号输入到开关电源控制电路的过压保护端，其相对于现有技术中采用辅助绕组101获取表征输出电压的电压并反馈给开关电源控制电路的技术方案，能够避免辅助绕组的应用，进一步有利于节省电路成本，以及避免由于辅助绕组101应用存在的功率损害，以进一步有利于提高开关电源的转换效率。
[0125] 实施例2：
[0126] 参见图4所示，本实施例以将本实施例的开关电源输出过压保护技术方案应用于Buck结构、或者应用于满足与Buck结构中输入电压与输出电压具有相同关系的其它结构的开关电源为例，对本实施例方法进行进一步的描述。
[0127] 本实施例方法主要包括以下的流程：
[0128] 步骤401：在开关电源的各开关周期的第一时间段内，第一电流对第一 电容充电。
[0129] 在第一时间段T1内，可以但不限于采用第一电流生成电路根据开关电源的输入电压，生成输出第一电流I1，使第一电流I1与开关电源的输入电压成第一比例，即满足以下函数式(1)：
[0130] I1＝Vin*a，(1)
[0131] 其中，Vin为开关电源的输入电压，具体可以参见图16所示的Vin；a为：预定的第一比例，其为根据第二比例(记为b)结合当前应用的开关电源电路确定的一比例系数。
[0132] 在本步骤中，在各开关周期的第一时间段T1的开始时刻开始，使第一电流I1对第一电容C1进行充电，直到第一时间段T1的结束时刻结束。
[0133] 步骤402：在各开关周期的第一时间段以及第二时间段内，第二电流对第二电容充电。
[0134] 与步骤401同步地，在各开关周期的第一时间段T1的开始时刻开始，使第一电流I2对第二电容C2进行充电，直到第二时间段T2的结束时刻结束。
[0135] 在本实施例中，该第二电流I2可以但不限于由用户预先设定，也可以由设定的电流源生成。
[0136] 在本实施例中，将第二电流I2与当前开关电源的负载所能承受的电压上限的比例记为第二比例b，其满足以下函数式(2)：
[0137] I2＝Vovp*b，(2)
[0138] 其中，Vovp为当前开关电源的负载所能承受的电压上限，具体由当前负载电路确定。
[0139] 作为本实施例的示意，在本实施例中，第一比例a与第二比例b满足函数式(3)：
[0140]
[0141] 其中，C2、C1分别为第二电容C2、第一电容C1的容值。
[0142] 作为本实施例的示意，在具体实施时，可以但不限于根据第二比例b以及当前电路的第二电容C2、第一电容C1的容值确定第一比例a的取值，从而确定第一电流I1。
[0143] 步骤403：获取第一电容、第二电容在各开关周期的第二时间段结束时刻的电压比较信号,将该电压比较信号输出作为过压保护信号，且使当第二时间段结束时刻第一电容的电压大于或者等于第二电容的电压时,该过压保护信号为有效信号。
[0144] 在本步骤中，获取第一电容、第二电容在各开关周期的第二时间段结束时刻的电压比较信号,将该电压比较信号输出作为过压保护信号，且使当第二时间段结束时刻第一电容的电压大于或者等于第二电容的电压时,该过压保护信号为有效信号，并且，使当在第二时间段结束时刻第一电容的电压大于或者等于第二电容的电压时,该过压保护信号为有效信号，此时启动对开关电源的过压保护。
[0145] 在本实施例中，可以根据在第二时间段T2结束时刻，第一电容C1的电压、与第二电容C2的电压比较信号确定该开关电源当前是否处于过压状态，从而对当前的开关电源进行调整控制，使开关电源输出电压Vo小于负载所能承受的电压上限Vovp，避免输出过压对负载电路正常工作造成的影响，避免对负载电路造成的损害。
[0146] 作为本实施例的示意，在本步骤中可以但不限于通过以下技术方案获取第一电容C1、第二电容C2在各开关周期的第二时间段T2结束时刻的电压比较信号，具体是：
[0147] 可以但不限于通过一比较器(记为第一比较器比较器)，在第一比较器比较器的反相输入端“-”端、正相输入端“+”端分别接入第一电容C1的电压V1’、第二电容C2的电压V2’，第一比较器比较器实时比较电压V1’、V2’的大小，在第一比较器比较器的输出端将电压V1’、V2’的电压比较信号(记为第一比较信号)输出至D触发器的输入端“D”端，触发电路的时钟控制端输入控制时钟信号，使在各开关周期的各第二时间段T2结束时刻，在时钟控制端输入一有效信号，D触发电器在该有效信号的驱动下工作，在D触发器的输出端“Q”端输出：在第二时间段T2结束时刻，第一电容C1、第二电容C2的电压比较信号，即输出过压保护信号，且使当在第二时间段T1结束时刻，第一电容的电压大于或者等于第二电容的电压时，该过压保护信号为有效信号。
[0148] 由上可见，应用上述示意方案可以通过的第一比较器比较器对各时间点 的电压进行比较得到第一比较信号，然后通过D触发器的控制时钟信号，从而可以实现对第一比较信号在第二时间段T2结束时刻的电压比较信号的采集，得到本实施例的过压保护信号。
[0149] 作为本实施例的示意，输入至D触发器的控制时钟信号可以但不限于参见图3中的控制时钟信号Tdis所示，该控制时钟信号Tdis在第一时间段T1以及第二时间段T2时间段均为高电平，在第二时间段T2结束时刻到下一开关周期到来前均为低电平，即在各开关周期的第二时间段T2结束时刻，控制时钟信号Tdis为下降沿，该下降沿经过一反相器后输入值D触发器的时钟控制端，即在各开关周期的第二时间段T2结束时刻，D触发器收到一上升沿脉冲信号，在该上升沿脉冲信号的触发下工作，在输出端输出该过压保护信号。
[0150] 需要说明的是，用于驱动D触发器在第二时间段T2结束时刻输出第一电容C1、第二电容C2的电压比较信号得到本实施例的过压保护信号的控制时钟波形并不限于图3所示波形Tdis，其还可以为其他的波形，只需要保证在各开关周期的第二时间段T2结束时刻，D触发器的时钟控制端收到一可驱动触发电路工作的有效触发信号，使D触发器在此时输出第一电容C1、第二电容C2的电压比较信号作为本实施例的过压保护信号即可。
[0151] 需要说明的是，上述通过第一比较器比较器以及D触发器的配合获取第一电容C1、第二电容C2在各开关周期的第二时间段T2结束时刻的电压比较信号作为本实施例的过压保护信号仅为本实施例的实施示意，实际并不仅限于此。譬如，还可以通过以下技术方案获取：
[0152] 通过一比较电路，记为第二比较器，该第二比较器的两输入端(反相输入端“-”、正相输入段“+”)分别接入第一电容C1的电压V1、第二电容C2的电压V2，第二比较器的使能端接入一使能控制，使在各开关周期的各第二时间段T2结束时刻，在时钟控制端输入一有效的使能信号，在该有效的使能信号的驱动下，第二比较器使能处于工作状态，在第二比较器的输出端输出：电压V1与电压V2在当前第二时间段T2结束时刻的电压比较信号，作为过压保护信号，并且使当在第二时间段T2结束时刻第一电容的电压大于或者等于第二电容的电压时,该过压保护信号为有效信号,当过压保护信号为有效 信号时,表示开关电源当前输出过压,即输出电压达到了负载所承受的最大电压，以启动对开关电源的输出过压保护控制。
[0153] 以下以将本实施例技术方案应用于Buck结构、或者应用于满足与Buck结构中输入电压与输出电压具有相同关系的其它结构的开关电源为例，进一步对步骤401-403的电压以及电流以及有益效果进行进一步分析：
[0154] 根据伏秒平衡原则可知，在稳态工作的开关电源中，开关电源的电感两端的正伏秒值等于负伏秒值，故在第一时间段T1、以及在第二时间段T2内，开关电源的电感符合以下伏秒平衡函数函数式(4)：
[0155] (Vin-Vo)T1＝Vo*T2，(4)，
[0156] 其中Vin为：开关电源的输入电压，Vo为：开关电源的输出电压。
[0157] 函数式(4)经过变换得到函数式(5)，
[0158] Vin*T1＝Vo*(T1+T2)，(5)，
[0159] 当开关电源的输出电压Vo为负载所能承受的电压上限Vovp时，有函数式(6)：
[0160] Vin*T1＝Vovp*(T1+T2)，(6)，
[0161] 基于上述结论，本实施例利用一个与Vin成预定的第一比例a的第一电流I1在第一时间段T1内给第一电容C1充电，从而模拟Vin*T1；
[0162] 在第一时间段T1以及第二时间段T2内用第二电流I2(与开关电源的负载所能承受的电压上限Vovp成第二比例b)给第二电容C2充电，从而模拟Vovp*(T1+T2)；
[0163] 然后，比较第一电容C1、第二电容C2在第二时间段T2结束时刻的电压大小，将此时的电压比较信号输出作为过压保护信号，并且使当在第二时间段T2结束时刻第一电容C1的电压大于或者等于第二电容C2的电压时该过压保护信号为有效信号，具体如下：
[0164] 如果当前测得第一电容C1上的电压V1大于第二电容C2上的电压V2，则Vin*T1＝Vo*(T1+T2)>Vovp*(T1+T2)，此时Vo>Vovp，即表明开关电源的当前输出电压Vo大于负载所能承受的电压上限Vovp，此时开关电源处于输出过压状态，此时的过压保护信号为有效信号，开关电源的控制电路应对开关电源的输出启动过压保护调节。
[0165] 如果当前测得第一电容C1上的电压等于第二电容C2上的电压，则Vin*T1＝Vo*(T1+T2)＝Vovp*(T1+T2)，此时Vo＝Vovp，即表明开关电源的当前输出电压Vo等于负载所能承受的电压上限Vovp，此时开关电源处于输出过压临界状态，此时的过压保护信号为有效信号，开关电源的控制电路应对开关电源的输出启动过压保护调节。
[0166] 如果当前测得第一电容C1上的电压小于第二电容C2上的电压，则Vin*T1＝Vo*(T1+T2)
[0167] 由上可见，应用本实施例技术方案，可以通过在开关周期的第一时间段T1、第一时间段T1以及第二时间段T2内，分别采用第一电流I1、以及第二电流I2对第一电容C1、第二电容C2进行充电，应用伏秒平衡原则根据在第二时间段T2结束时刻第一电容C1、第二电容C2的电压比较信号确定当前开关电源是否处于输出过压状态，如果在该第二时间段结束时刻，第一电容C1的电压大于或者等于第二电容C2的电压，则判定当前处于输出处于过压状态或者过压临界状态,故在本实施例中，将该时刻的电压比较信号作为过压保护信号，并且使当该时刻的第一电容C1的电压大于或者等于第二电容C2的电压时该过压保护信号为有效信号，即实现对开关电源进行输出过压保护。
[0168] 为了使本领域技术人员更加清楚本实施例的实施以及效果，作为本实施例的示意，进一步分析如下：
[0169] 当开关电源处于输出过压临界状态时，即V0＝Vovp时，根据伏秒平衡原则，函数式(6)成立。
[0170] 设在第二时刻结束时第一电容C1上的电压为V1，第二电容C2上的电压为V2。
[0171] 因为第一电流I1满足：I1＝Vin*a，故第一电容C1上的电压V1满足函数式：
[0172] V1＝(I1/C1)*T1＝(Vin*a/C1)*T1；
[0173] 同理，因为第二电流I2满足：I2＝Vovp*b＝Vovp*a*C2/C1，因为,在本实 施例中,a/b＝C1/C2，故第一电容C2上的电压V2满足函数式：
[0174] V2＝(I2/C2)*(T1+T2)＝(Vovp*a/C1)*(T1+T2)。
[0175] 由上述分析可见：
[0176] 此时，若有V1＝V2，Vin*T1＝Vo(T1+T2)＝Vovp(T1+T2)，即开关电源当前输出电压Vo等于负载所能承受的电压上限Vovp；
[0177] 同理，此时，若有V1
[0178] 同理，此时，若有V1>V2，Vo(T1+T2)>Vovp(T1+T2)，即开关电源当前输出电压Vo大于负载所能承受的电压上限Vovp。
[0179] 综上可见，应用本实施例技术方案，将第一电容C1、第二电容C2在各开关周期的第二时间段T2结束时刻的电压比较信号输出作为过压保护信号，且使当在第二时间段T2结束时刻第一电容C1的电压V1大于或者等于第二电容C2的电压V2时该过压保护信号为有效信号，可以实现对对开关电源进行输出过压保护控制。
[0180] 实施例3：
[0181] 参见图5所示，本实施例以将本实施例的开关电源输出过压保护技术方案应用于boost结构、或者应用于满足与boost结构中输入电压与输出电压具有相同关系的其它结构的开关电源为例，对本实施例方法进行进一步的描述。
[0182] 本实施例方法主要包括以下的流程：
[0183] 步骤501：在开关电源的各开关周期的第一时间段以及第二时间段内，第一电流对第一电容充电。
[0184] 本实施例步骤与实施例2中步骤401的不同之处仅在于对第一电容C预定的充电时间的不同。
[0185] 在本步骤中，在各开关周期的第一时间段T1的开始时刻开始，使第一电流I1对第一电容C1进行充电，直到第二时间段T2的结束时刻结束。
[0186] 步骤502：在各开关周期的第二时间段内，第二电流对第二电容充电。
[0187] 本实施例步骤与实施例2中步骤402的不同之处仅在于对第一电容C预定的充电时间的不同。
[0188] 在本步骤中，在各开关周期的第二时间段T2的开始时刻开始，使第二 电流I2对第二电容C2进行充电，直到第二时间段T2的结束时刻结束。
[0189] 步骤503：获取第一电容、第二电容在各开关周期的第二时间段结束时刻的电压比较信号,将该电压比较信号输出作为过压保护信号，且使当第二时间段结束时刻第一电容的电压大于或者等于第二电容的电压时,该过压保护信号为有效信号。
[0190] 本实施例步骤与实施例2中步骤403相同。
[0191] 在本实施例的开关电源中，根据伏秒平衡原则，以下函数式成立：Vin*T1＝(Vo-Vin)*T2，即Vin*(T1+T2)＝Vo*T2成立。
[0192] 与实施例2同理，由于第一比例a、第二比例b满足：a/b＝C1/C2，故有：
[0193] Vin*(T1+T2)＝Vo*T2＝Vovp*T2；
[0194] 则此时，若有V1＝V2，Vin*(T1+T2)＝Vo*T2＝Vovp*T2，即开关电源当前输出电压Vo等于负载所能承受的电压上限Vovp；
[0195] 同理，此时，若有V1
[0196] 同理，此时，若有V1>V2，Vo*T2>Vovp*T2，即开关电源当前输出电压Vo大于负载所能承受的电压上限Vovp；
[0197] 本实施例有益效果与实施例2相同，在此不做赘述。
[0198] 实施例4：
[0199] 参见图6所示，本实施例以将本实施例的开关电源输出过压保护方法应用于Buck-boost结构、或者应用于满足与Buck-boost结构中输入电压与输出电压具有相同关系的其它结构的开关电源为例，对本实施例方法进行进一步的描述。
[0200] 本实施例方法主要包括以下的流程：
[0201] 步骤601：在开关电源的各开关周期的第一时间段内，第一电流对第一电容充电。
[0202] 本实施例步骤与实施例2中步骤401相同。
[0203] 步骤602：在各开关周期的第二时间段内，第二电流对第二电容充电。
[0204] 本实施例步骤与实施例3中步骤502相同。
[0205] 步骤603：获取第一电容、第二电容在各开关周期的第二时间段结束时 刻的电压比较信号,将该电压比较信号输出作为过压保护信号，且使当第二时间段结束时刻第一电容的电压大于或者等于第二电容的电压时,该过压保护信号为有效信号。
[0206] 本实施例步骤与实施例2、3中步骤403、503相同。
[0207] 在本实施例的开关电源中，根据伏秒平衡原则，以下函数式成立：Vin*T1＝Vo*T2。
[0208] 与实施例2中的分析同理，由于第一比例a、第二比例b满足：a/b＝C1/C2，故有：
[0209] Vin*T＝Vo*T21＝Vovp*T2；
[0210] 则此时，若有V1＝V2，Vin*T1＝Vo*T2＝Vovp*T2，即开关电源当前输出电压Vo等于负载所能承受的电压上限Vovp；
[0211] 同理，此时，若有V1
[0212] 同理，此时，若有V1>V2，Vo*T2>Vovp*T2，即开关电源当前输出电压Vo大于负载所能承受的电压上限Vovp。
[0213] 本实施例有益效果与实施例2相同，在此不做赘述。
[0214] 实施例5：
[0215] 参见图7所示，本实施例以将本实施例的开关电源输出过压保护方法应用于反激式变换结构、或者应用于满足与反激式变换结构中输入电压与输出电压具有相同关系的其它结构的开关电源为例，对本实施例方法进行进一步的描述。
[0216] 本实施例方法主要包括以下的流程：
[0217] 步骤701：在开关电源的各开关周期的第一时间段内，第一电流对第一电容充电。
[0218] 本步骤与实施例2中步骤401相同。
[0219] 步骤702：在各开关周期的第二时间段内，第二电流对第二电容充电。
[0220] 本步骤与实施例2中步骤402所不同之处主要在于：
[0221] 1、对第二电容C2预定的充电时间不同；
[0222] 在本步骤中，在各开关周期的第二时间段T2的开始时刻开始，使第二 电流I2对第二电容C2进行充电，直到第二时间段T2的结束时刻结束。
[0223] 2、在本实施例中，第一比例a与第二比例b的比值满足以下的关系：a/b＝n*c1/c2，其中，n为：隔离式应用电路中变压器的变压比。
[0224] 步骤703：获取第一电容、第二电容在各开关周期的第二时间段结束时刻的电压比较信号,将该电压比较信号输出作为过压保护信号，且使当第二时间段结束时刻第一电容的电压大于或者等于第二电容的电压时,该过压保护信号为有效信号。
[0225] 本实施例步骤与实施例2、3、4中步骤403、503、603相同。
[0226] 在本实施例的开关电源中，根据伏秒平衡原则，以下函数式成立：Vin*T1＝n*Vo*T2。
[0227] 与实施例2中的分析同理，由于第一比例a、第二比例b满足：a/b＝n*c1/c2，故有：
[0228] Vin*T1＝n*Vo*T2＝n*Vovp*T2；
[0229] 则此时，若有V1＝V2，Vo*T2＝Vovp*T2，即开关电源当前输出电压Vo等于负载所能承受的电压上限Vovp；
[0230] 同理，此时，若有V1
[0231] 同理，此时，若有V1>V2，Vo*T2>Vovp*T2，即开关电源当前输出电压Vo大于负载所能承受的电压上限Vovp。
[0232] 本实施例有益效果与实施例2相同，在此不做赘述。
[0233] 实施例6：
[0234] 参见图8所示，本实施例以将本实施例的开关电源输出过压保护方法应用于正激式变换结构、或者应用于满足与正激式变换结构中输入电压与输出电压具有相同关系的其它结构的开关电源为例，对本实施例方法进行进一步的描述。
[0235] 本实施例方法主要包括以下的流程：
[0236] 步骤801：在开关电源的各开关周期的第一时间段内，第一电流对第一电容充电。
[0237] 本步骤与实施例5中步骤701相同。
[0238] 步骤802：在各开关周期的第一时间段以及第二时间段内，第二电流对第二电容充电。
[0239] 本步骤与实施例5中步骤702所不同之处主要在于：对第二电容C2的充电时间不同。
[0240] 在本步骤中，在各开关周期的第一时间段T1的开始时刻开始，使第二电流I2对第二电容C2进行充电，直到第二时间段T2的结束时刻结束。
[0241] 步骤803：获取第一电容、第二电容在各开关周期的第二时间段结束时刻的电压比较信号,将该电压比较信号输出作为过压保护信号，且使当第二时间段结束时刻第一电容的电压大于或者等于第二电容的电压时,该过压保护信号为有效信号。
[0242] 本实施例步骤与实施例2、3、4、5中步骤403、503、603、703相同。
[0243] 在本实施例开关电源中，根据伏秒平衡原则，以下函数式成立：Vin*T1＝n*Vo*(T1+T2)。
[0244] 与实施例5中的分析同理，由于第一比例a、第二比例b满足：b/a＝n*c1/c2，故有：
[0245] Vin*T1＝n*Vo*(T1+T2)＝n*Vovp*(T1+T2)；
[0246] 则此时，若有V1＝V2，Vo*(T1+T2)＝Vovp*(T1+T2)，即开关电源当前输出电压Vo等于负载所能承受的电压上限Vovp；
[0247] 同理，此时，若有V1
[0248] 同理，此时，若有V1>V2，Vo*(T1+T2)>Vovp*(T1+T2)，即开关电源当前输出电压Vo大于负载所能承受的电压上限Vovp。
[0249] 本实施例有益效果与实施例2相同，在此不做赘述。
[0250] 实施例7：
[0251] 参见图9、10、11、12、13、14所示，本实施例提供了另一种输出过压保护方法，该方法相对实施例1-6所示方法的区别主要包括如下：
[0252] 在各开关周期内，分别在步骤201、401、501、601、701、801之前，即在对第一电容、第二电容充电之前，还进一步包括以下步骤900。
[0253] 步骤900：将第一电容、第二电容的电压复位为同一初始电压值。
[0254] 在本实施例中，在对第一电容C1、第二电容C2充电之前，对第一电容C1、第二电容C2进行复位处理。使第一电容C1、第二电容C2在各次充电前的电压均为同一初始电压值(记为V00)。
[0255] 本实施例除了可以取得与实施例2的有益效果外，还由于在各开关周期前使第一电容C1、第二电容C2的电压进行复位，确保各开关周期的第一电容C1、第二电容C2的初始电压一致均为V00，有利于避免误差积累，提高本实施例的过压保护的控制精度。
[0256] 作为本实施例的示意，在本实施例中，将各开关周期内，第二时间段T2结束时刻到下一开关周期到来之前的时间段记为：第三时间段T3。在本实施例中，可以在第三时间段T3内的任一时刻或者第三时间段T3内的任一时间间隔或者整个第三时间段T3内，使第一电容C1、第二电容C2的电压复位为初始电压值V00。
[0257] 作为本实施例的示意，本实施例的第三时间段T3可以但不限于为：在各开关周期内，电感电流到达零后到稳定为零的谐振时间段。
[0258] 在本实施例中还可以通过复位电路使第一电容C1、第二电容C2的两端与地短接，从而实现第一电容C1、第二电容C2的电压复位为零，从而确保在任一开关周期的初始时刻，第一电容C1、第二电容C2的电压均为零，有利于使电路的设计更加简单，有利于进一步节省成本。
[0259] 实施例8：
[0260] 参见图15所示，本实施例提供的开关电源输出过压保护电路主要包括：第一充电电路1502、第二充电电路1503、以及比较电路1501。其连接关系以及工作原理如下：
[0261] 比较电路1501分别与第一充电电路1502、第二充电电路1503连接。第一充电电路1501采用第一电流I1在第一预定时间段对第一电容C1充电，其中该第一电流I1与开关电源的输入电压Vin成预定的第一比例；第二充电电路1503采用预定的第二电流I2在第二预定时间段对第一电容充电，将该第二电流I2与开关电源的负载所能承受的电压上限Vovp成的比值记为第二比例b。
[0262] 与实施例1同理，在本实施例中，在各开关周期，可以利用伏秒平衡原 则，分别对第一电容、第二电容的充电时间(即第一预定时间段、第二预定时间段)进行控制。使：当在各开关周期的第二时间段结束时刻第一电容、第二电容上的电压相等时，此时开关电源当前输出电压Vo等于开关电源的负载所能承受的电压上限Vovp，即此时开关电源输出处于过压临界状态，从而使比较电路1501可以将第二时间段T1结束时刻第一电容C1、第二电容C2的电压比较信号作为过压保护信号。
[0263] 与实施例1同理，其中第一预定时间段、第二预定时间段在时间轴上可以部分重叠也可以不相重叠。
[0264] 比较电路1501用于获取第一电容C1、第二电容C2在各开关周期的第二时间段T2结束时刻的电压比较信号，将该电压比较信号输出作为过压保护信号OVP，使当在第二时间段T2结束时刻第一电容C1的电压大于或者等于第二电容C2的电压时该过压保护信号OVP为有效信号。
[0265] 与实施例1同理，本实施例将在各所述开关周期内，流过电感的电感电流持续上升的时间段记为第一时间段T1，将在各开关周期内，电感电流持续下降的时间段记为第二时间段T2，进一步的时间段分布以及波形对照可以但不限于参见图3所示。
[0266] 作为本实施例的示意，参见图15所示，本实施例的第一充电电路1502可以但不限于包括第一电流生成电路Is1、第一电容C1、以及第一开关K1，
[0267] 第二充电电路1503可以但不限于包括：第二电流源Is2、第二电容C2、以及第二开关K2。
[0268] 其中，第一电流生成电路Is1接入输入电电压的分压、或者接入表征输入电压的信号,第一开关K1连接在第一电流生成电路Is1与第一电容C1之间，第二开关K2连接在第二电流源Is2与第二电容C2之间，可以分别向第一开关K1、第二开关K2的控制端输入图15中所示的控制信号G1、控制信号G2控制第一开关K1、第二开关K2的导通以及断开。工作原理如下：
[0269] 第一电流生成电路Is1根据开关电源输入电压Vin生成第一电流I1，第二电流源Is2用于输出第二电流I2。在第一预定时间段内，第一开关K1导通，使第一电流I1对第一电容C1充电；在第二预定时间段内，第二开关K2导通，使第二电流I2对第二电容C2充电。
[0270] 进一步的描述详细参见实施例1的描述。
[0271] 作为本实施例的示意，针对各类型开关电源，对第一电容C1、第二电容C2的充电时间进行控制的具体控制实施方案可以但不限于如下所示：
[0272] 设当前开关电源为Buck结构、或者应用于满足与Buck结构中输入电压与输出电压具有相同关系的其它结构的开关电源时，具体是：在各开关周期的各第一时间段T1内，第一开关K1以及第二开关K2处于导通状态，使第一电流I1对第一电容C1充电，使第二电流I2对第二电容C2充电；在各开关周期的各第二时间段T2内，第一开关K1处于断开状态，第二开关K2保持导通状态，使第二电流I2继续对第二电容C2充电。进一步的工作原理详以及有益效果详细见实施例2中的描述。
[0273] 设当前开关电源为boost结构、或者应用于满足与boost结构中输入电压与输出电压具有相同关系的其它结构的开关电源时，具体是：在各开关周期的各第一时间段T1以及第二时间段T2内，第一开关处于导通状态，使第一电流I1对第一电容C1充电，在各开关周期的各第二时间段T2内，第二开关K2处于导通状态，使第二电流I2对第二电容C2充电。进一步的工作原理详以及有益效果详细见实施例3中的描述。
[0274] 设当前开关电源为Buck-boost结构、或者应用于满足与Buck结构中输入电压与输出电压具有相同关系的其它结构的开关电源时，具体是：在各开关周期的各第一时间段T1内，第一开关处于导通状态，使第一电流I1对第一电容C1充电，在各开关周期的各第二时间段T2内，第二开关K2处于导通状态，使第二电流I2对第二电容C2充电。进一步的工作原理详以及有益效果详细见实施例4中的描述。
[0275] 设当前开关电源为反激式变换结构、或者应用于满足与反激式变换结构中输入电压与输出电压具有相同关系的其它结构的开关电源时，具体是：在各开关周期的各第一时间段T1内，第一开关处于导通状态，使第一电流I1对第一电容C1充电，在各开关周期的各第二时间段T2内，第二开关K2处于导通状态，使第二电流I2对第二电容C2充电。进一步的工作原理详以及有益效果详细见实施例5中的描述。
[0276] 设当前开关电源为正激式变换结构、或者应用于满足与正激式变换结构 中输入电压与输出电压具有相同关系的其它结构的开关电源时，具体是：在各开关周期的各第一时间段T1内，第一开关处于导通状态，使第一电流I1对第一电容C1充电，在各开关周期的各第一时间段T1以及第二时间段T2内，第二开关K2处于导通状态，使第二电流I2对第二电容C2充电。进一步的工作原理详以及有益效果详细见实施例6中的描述。
[0277] 本实施例的进一步工作原理、原理分析、以及有益效果详细参见实施1-7中的相应描述。
[0278] 作为本实施例的示意，在本实施例中还可以进一步包括：复位电路1506。
[0279] 其中，复位电路1506与第一电容C1、第二电容C2分别连接，复位电路1506用于对第一电容C1、第二电容C2进行充电前，使第一电容C1、第二电容C2的电压均复位为同一初始电压值(记为V00)。
[0280] 与实施例7同理，增加本复位电路1506，可以确保各开关周期的第一电容C1、第二电容C2的初始电压一致，有利于避免误差积累，提高本实施例的过压保护的控制精度。
[0281] 作为本实施例的示意，在本实施例中，将在各开关周期内，在第二时间段T2结束时刻到下一开关周期到来之前的时间段记为第三时间段T3(具体可以参见图3所示)，在本实施例中，可以在第三时间段T3内的任一时刻或者第三时间段T3内的任一时间间隔或者整个第三时间段T3内，使第一电容C1、第二电容C2的电压复位为初始电压值V00。
[0282] 作为本实施例的示意，参见图15所示，在本实施例中复位电路1506包括第三开关K3、第四开关K4，其中第三开关K3与第一电容C1相连，第四开关K4与第二电容C2相连。
[0283] 在下一开关周期到来之前，第三开关K3以及第四开关K4处于导通状态，此时第一电容C1、第二电容C2分别通过第三开关K3、第四开关K4形成的回路放电，第一电容C1、第二电容C2的电压分别复位。
[0284] 参见图15所示，在本实施例中可以使第一电容C1、第二电容C2未与第一开关K1、第二开关K2连接的一端接地，另一端分别通过第三开关K3、第四开关K4接地，从而实现在复位时，将第一电容C1、第二电容C2复位为零(此时V00＝0)。进一步的工作原理以及有益效果可以但不限于参见实 施例7中的相应描述。
[0285] 作为本实施例的示意，参见图15所示，本实施例可以但不限于采用场效应管作为本实施例的第三开关K3、第四开关K4。
[0286] 作为本实施例的示意，本实施例还可以通过第一比较器比较器COMP1、D触发器1504实现本实施例的比较电路1501。其电路连接以及工作原理如下：
[0287] 第一比较器比较器COMP1的反相输入端“-”端、正相输入端“+”端分别接入第一电容C1的电压V1、第二电容C2的电压V2，在第一比较器比较器COMP1的输出端输出第一电容C1、第二电容C2的电压比较结果(记为第一比较信号)；
[0288] D触发器1504的输入端“D”端与第一比较器比较器COMP1的输出端连接，在D触发器1504的时钟控制端输入一控制时钟信号，使在各开关周期的第二时间段T2结束时刻向D触发器1504输入一有效信号，驱动D触发器1504工作，在D触发器1504的输出端“Q“端输出此时第一电容C1、第二电容C2的电压比较信号，实现了各开关周期的第二时间段T2结束时刻的电压比较信号的采集，输出过压保护信号OVP。
[0289] 作为本实施例的示意，可以向D触发器的时钟控制端输入如图3所示的控制时钟信号Tdis，控制时钟信号Tdis在各开关周期的第二时间段T2结束时刻为下降沿脉冲，在本D触发器1504的时钟控制端外还连接有一反相器1505，控制时钟信号Tdis经过该反相器1505向D触发器1504的时钟控制端输入一由上升沿脉冲，在该上升沿脉冲的驱动下触发器被驱动工作，在D触发器1504的输出端“Q“端输出过压保护信号OVP。
[0290] 由上可见，本实施例通过控制时钟信号Tdis对D触发器1504的触发控制实现各开关周期的第二时间段T2结束时刻的第一电容C1、第二电容C2的电压比较信号的采集获取，采用该技术方案电路实现更加简单，有利于节省电路成本。
[0291] 进一步的工作原理、以及有益效果可以但不限于参见实施例1、2中的相应描述。
[0292] 需要说明的是，上述通过第一比较器比较器COMP1以及D触发器1504 的配合采集获取第一电容C1、第二电容C2在各开关周期的第二时间段T2结束时刻的电压比较信号作为本实施例的过压保护信号OVP仅为本实施例的实施示意，实际并不仅限于此。譬如，还可以按照实施例2所示意的技术方案：通过在第二比较器的使能端加使能控制信号控制比较电路的工作时刻而获得，具体参见实施例1中的详细记载。
[0293] 实施例9：
[0294] 进一步的，作为本实施例的示意，本实施例以将本实施例输出过压保护技术方案应用到图16所示的开关电源时，对第一电流生成电路Is1的电路实现方式进行进一步的举例示意。
[0295] 参见图17所示，本实施例相对于实施例8所不同之处，本实施例进一步提供了第一电流生成电路Is1的一种电路实现技术方案示意。
[0296] 由图16、17可见，第一电流生成电路Is1接入开关电源的输入电压Vin的分压(记为第一电压信号)，其中 R1`，R2`为分压电阻，可见第一电压信号与输入电压成由当前电路结构确定的第三比例(记为 第三比例C’值为确定的值。
[0297] 参见图17所示，第一电流生成电路Is1的具体电路结构如下：
[0298] 第一电流生成电路Is1中的运算放大器COMP2的第一输入端输入开关电源的输入电压Vin的分压 第二输入端通第一电阻R1接地，输出端与第三场效应晶体管T3的栅极连接，第三场效应晶体管T3的源极与运算放大器COMP2的第二输入端连接，第三场效应晶体管T3的漏极通过第四场效应管T4与供电电压相连，第四场效应晶体管T4与第五场效应晶体管T5共栅 极连接，在第五场效应晶体T5的源极还与供电电压相连,在第五场效应管T5的漏极输出第一电流I1。
[0299] 根据上述的电路结构，第一电流I1满足：
[0300] 在本实施例中，在本实施例的电路结构下，预定的第一比例a为：
[0301]
[0302] 当开关电源的控制芯片制定好后,其内部的第二电流I2，第一电容的容值C1到、第二电容的容值C2以及第一电阻R1为预先设定的固定值,则第二比例b为一已知的定值，因此可通过使当的调整K值，即匹配好R1’、R2’的值，可是第一比例a与第二比例b的关系满足a/b＝n*c1/c2。
[0303] 由函数式(7)可见，第三比例C’与第一比例a在本实施例中有以下的关系：C’：a＝R1。在第一比例a的值确定后，由于R1为控制芯片内部设定好的固定参数，则第三比例也可确定。
[0304] 由上分析可见，与实施例2同理，在本实施例中根据伏秒原则可以得到：
[0305] 在第二时间段T2结束时刻，如果第一电容C1上电压V1等于第二电容C2上的电压V2，此时有，Vin*T1＝＝Vo(T1+T2)＝Vovp(T1+T2)，即此时开关电源处于V0＝Vovp的输出过压临界状态时；
[0306] 此时，如果第一电容C1上电压V1大于第二电容C2上的电压V2，当开关电源处于V0>Vovp的输出过压状态时；
[0307] 此时，如果第一电容C1上电压V1小于第二电容C2上的电压V2，开关电源处于V0
[0308] 综上可见，在本实施例图16所示的开关电源中，采用图17所示的开关电源作为第一电流生成电路IS1，应用本实施例技术方案，可以根据第一电容C1、第二电容C2在第二时间段T2结束时刻的电压V1、V2的电压比较信号，精确确定开关电源当前是否处于过压状态，将此时的电压比较信号作为过压保护信号OVP，使当在第二时间段T2结束时刻第一电容的电压大于 或者等于第二电容的电压时该过压保护信号OVP为有效信号，可以实现对开关电源的输出过压保护控制。
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