技术领域
[0001] 本
发明涉及电路领域，尤其涉及一种功率因数校正电路及
开关电源。
背景技术
[0002] 本部分旨在为
权利要求书中陈述的本发明
实施例提供背景或上下文。此处的描述不因为包括在本部分中就承认是
现有技术。
[0003] 为了避免对
电网的污染，对于大功率AC/DC模
块必须引入功率因数校正(PowerFactor Correction，PFC)电路。功率因数校正技术作为抑制谐波
电流、提高功率因数的有效方式，对于
电能利用和电网供电
质量具有十分重要的意义。交错并联功率因数校正电路采用多路功率校正电路并联，通过对功率开关管的控制，使每一路功率因数校正电路错开360°/N工作(其中，N为并联功率因数校正电路的数量)。
[0004] 现有技术中，交错并联功率因数校正电路其多路输入电感主要采用两种设计：一种是采用独立模块的电感，另一种是采用负耦合模式的电感。对于独立模块的电感设计方式，由于每路电感的电流独立成三
角形状错开360°/N，导致输入电流纹波大，系统效率低；对于负耦合模式的电感设计，每路电感电流成折线形状错开360°/N，对于连续导通模式控制的交错并联功率因数校正电路来说，可以减小输入电流纹波，但对于临界导通模式控制的交错并联功率因数校正电路，则会增大输入电流峰值，增加系统导通损耗，同时其磁通不能相互抵消，磁干扰大，不利于系统的交错并联的控制。
发明内容
[0005] 本发明实施例提供了一种功率因数校正电路，用以解决现有的输入电感设计不适用于临界导通模式的交错并联功率因数校正电路的技术问题，包括：交流电源、第一功率因数校正支路、第二功率因数校正支路、第一电感、第二电感和负载；其中，第一电感的第一端接交流电源的第一端，第一电感的第二端接第一功率因数校正支路的第一端；第二电感的第一端接交流电源的第一端，第二电感的第二端接第二功率因数校正支路的第一端；第一功率因数校正支路的第二端和第二功率因数校正支路的第二端接交流电源的第二端；负载的第一端接交流电源的第一端，负载的第二端接交流电源的第二端；第一功率因数校正支路和第二功率因数校正支路交错并联，第一电感和第二电感处于正向耦合模式。
[0006] 本发明实施例还提供了一种开关电源，用以解决现有的输入电感设计不适用于临界导通模式的交错并联功率因数校正电路的技术问题，包括：上述的功率因数校正电路。
[0007] 本发明实施例中，通过将第一电感接入交流电源和第一功率因数校正支路之间，将第二电感接入交流电源和第二功率因数校正支路之间，由于第一功率因数校正支路与第二功率因数校正支路为交错并联设计，从而利用交错并联电感之间的漏感进行正向耦合，能够有效减小输入峰值电流，减小系统损耗，提高系统效率，进一步提升了交错并联的效果。
附图说明
[0008] 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。在附图中：
[0009] 图1为本发明实施例中的一种两路交错并联的图腾柱功率因数校正电路示意图；
[0010] 图2为本发明实施例中的一种两路升压(Boost)功率因数校正电路示意图；
[0011] 图3为本发明实施例中的一种正向耦合电感实现方式的主视图；
[0012] 图4为本发明实施例中的一种正向耦合电感实现方式的左视图；
[0013] 图5为本发明实施例中的一种正向耦合电感实现方式的俯视图；
[0014] 图6为本发明实施例中的一种磁芯截面为E型的电感正耦合示意图；
[0015] 图7为本发明实施例中的一种磁芯截面为U型的电感正耦合示意图；
[0016] 图8为本发明实施例中的一种一体化磁芯电感正耦合示意图；
[0017] 图9为本发明实施例中的一种临界导通控
制模式的功率因数校正电路示意图；
[0018] 图10为本发明实施例中的一种临界导通控制模式的功率因数校正电路示意图；
[0019] 图11为本发明实施例中的一种临界导通控制模式的功率因数校正电路示意图；
[0020] 图12为本发明实施例中的一种正向耦合电感等效示意图；
[0021] 图13为本发明实施例中的一种占空比大于0.5时的电流
波形示意图；
[0022] 图14为本发明实施例中的一种占空比小于0.5时的电流波形示意图；
[0023] 图15为现有技术中的一种采用独立模块的电感的两路电流波形示意图；
[0024] 图16为本发明实施例中的一种采用正向耦合电感的两路电流波形示意图。
具体实施方式
[0025] 为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合附图对本发明实施例做进一步详细说明。在此，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，但并不作为对本发明的限定。
[0026] 本发明实施例提供了一种功率因数校正电路，包括：交流电源、第一功率因数校正支路、第二功率因数校正支路、第一电感、第二电感和负载；其中，第一电感的第一端接交流电源的第一端，第一电感的第二端接第一功率因数校正支路的第一端和第二功率因数校正支路的第一端；第一功率因数校正支路的第二端和第二功率因数校正支路的第二端接交流电源的第二端；负载的第一端接交流电源的第一端，负载的第二端接交流电源的第二端；第一功率因数校正支路和第二功率因数校正支路交错并联，第一电感和第二电感处于正向耦合模式。
[0027] 作为第一种可选的实施例，本发明实施例提供的第一功率因数校正支路和第二功率因数校正支路构成两路交错并联的图腾柱功率因数校正电路。
[0028] 图1为本发明实施例中的一种两路交错并联的图腾柱(Totem Pole)功率因数校正电路示意图，如图1所示，该功率因数校正电路包括：交流电源AC、第一电感L1、第二电感L2、第一功率开关管Q1、第二功率开关管Q2、第三功率开关管Q3、第四功率开关管Q4、第五功率开关管Q5、第六功率开关管Q6和负载R；
[0029] 其中，第一电感L1的第一端接交流电源AC的第一端，第一电感L1的第二端接第一功率开关管Q1的第一端和第二功率开关管Q2的第一端；第一功率开关管Q1的第二端接第三功率开关管Q3的第一端和第五功率开关管Q5的第一端；
[0030] 第二电感L2的第一端接交流电源AC的第一端，第二电感L2的第二端接第四功率开关管Q4的第一端和第三功率开关管Q3的第二端，第四功率开关管Q4的第二端接第二功率开关管Q2的第二端；
[0031] 交流电源AC的第二端接第五功率开关管Q5的第二端与第六功率开关管Q5的第一端，第六功率开关管Q5的第二端接第四功率开关管Q4的第二端；
[0032] 负载R的第一端接第五功率开关管Q5的第一端，负载R的第二端接第六功率开关管Q6的第二端。
[0033] 需要说明的是，第一电感L1和第二电感L2交错并联设计，且处于正向耦合模式。
[0034] 可选地，如图1所示，该功率因数校正电路还可以包括：第一电容C1，其中，第一电容C1的第一端接第五功率开关管Q5的第一端，第一电容C1的第二端接第六功率开关管Q6的第二端。
[0035] 作为第二种可选的实施例，本发明实施例提供的第一功率因数校正支路和第二功率因数校正支路构成两路升压功率因数校正电路。
[0036] 图2为本发明实施例中的一种两路升压(Boost)功率因数校正电路示意图，如图2所示，该功率因数校正电路包括：交流电源AC、由四个
二极管构成的
整流桥(整流桥上部两个二极管的正极分别接在交流电源AC的两端，整流桥下部两个二极管的负极分别接在交流电源AC的两端)、第一电感L1、第二电感L2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一功率开关管Q1、第二功率开关管Q2、第二电容C2和负载R；
[0037] 其中，第一电感L1的第一端接整流桥上部两个二极管的负极，第一电感L1的第二端接第一二极管D1的正极和第一功率开关管Q1的第一端，第一二极管D1的负极接第二电容C2的第一端和负载R的第一端，第一功率开关管Q1的第二端和第二电容C2的第二端接整流桥下部两个二极管的正极；
[0038] 第二电感L2的第一端接整流桥上部两个二极管的负极第二电感L2的第二端接第二二极管D2的正极和第二功率开关管Q2的第一端，第二二极管D2的负极接第二电容C2的第一端和负载R的第一端，第二功率开关管Q2的第二端和第二电容C2的第二端接整流桥下部两个二极管的正极。
[0039] 需要说明的是，图1和图2中所示的虚线框部分为本发明实施例提供的输入耦合电感设计，其特点在于交错并联的功率因数校正电路处于临界电流导通控制，实现功率开关管(图1中Q1～Q4，图2中Q1～Q2)零
电压开通，从而减小
开关损耗，提升系统效率。本发明实施例提供的功率因数校正电路的输入电感设计可以应用但不限于图1所示两路交错并联的图腾柱(Totem Pole)功率因数校正电路示意图和图2所示的两路升压(Boost)功率因数校正电路中。
[0040] 另外，还需要进一步说明的是，本发明实施例提供的输入耦合电感设计在特定的绕线方向和特定的电流正方向下，其根据右手螺旋定则判断的磁通在电感相邻处能够相互抵消。图3、图4和图5分别为本发明实施例中的一种正向耦合电感实现方式的主视图、左视图和俯视图，如图3所示，102为电感绕组，107为规定的电流正方向，103为第一电感正方向电流产生的
磁力线，104为第二电感在正方向电流下产生的磁力线。其中，100和105为边柱气隙，106为中柱气隙。结合图1，假设离开A点的电流方向为正方向(即A->B，A->C为正)，因此，正方向电流的起始点需要共同连接到A处。如图3所示，根据右手螺旋定则，在图3的绕线方向下，其正方向电流产生的磁通在电感相互靠近(105气隙处)处能相互抵消，即103和104方向相反。
[0041] 本发明实施例利用电感的漏感进行耦合。如图3所示，第一电感和第二电感绕组绕在截面为E型磁芯(101)的中柱上，第一电感和第二电感采用三边开气隙(即100、105和106三处气隙)的方式，三处气隙大小可以控制电感的自感量，同时气隙105大小可以控制互感量。在图5的俯视图中可以看到，在气隙处存在漏感(磁力线103和104所示)，同时在相邻气隙处(105)磁力线达到了充分的交合，达到系统耦合的目的。
[0042] 由图5的俯视图可以看出，本发明实施例提出的电感设计方案，正耦合电感的磁力线在靠近
处方向相反，其对外的磁通可以相互抵消，这样功率电感对外磁干扰小，能有效提高交错并联的控制准确率，从而有效提高系统了的交错并联效果。
[0043] 此处需要说明的是，图3不是唯一的绕线方式，任何在正电流方向下，产生的磁力线方向在电感靠近处方向相反都为正耦合模式。
[0044] 另外，需要进一步说明的是，传统的集成耦合电感绕制方式基于特制磁芯或普通磁芯，对于特制磁芯，其对磁芯的利用率高但灵活性差，价格高。对于普通磁芯，传统绕制方式基于磁芯边柱绕线，相对中柱，边柱截面积小，因此其对磁芯的利用率不高，而导致耦合电感体积大。而本发明实施例提供的耦合电感设计不仅仅局限界面为E型磁芯。本发明实施例中第一电感和第二电感实现方式包括但不限如下三种：
[0045] 第一种，第一电感和第二电感的绕组分别绕在E型磁芯的中柱上，采用三边开气隙的方式进行电感的正耦合。例如，图3所示的截面为E型的电感通过三边开隙的方式进行正耦合。
[0046] 第二种，第一电感和第二电感的绕组分别绕在E型磁芯的中柱上，采用两边开气隙的方式进行电感的正耦合。例如，图6所示的截面为E型的电感通过两边开隙的方式进行正耦合。
[0047] 第三种，第一电感和第二电感的绕组绕在U型磁芯上，采用两边开气隙的方式进行电感的正耦合。例如，图7所示的截面为U型的电感正耦合实现方式，其通过双边开气隙调节自感，同时两电感相邻部分的气隙可以调节互感。
[0048] 第四种，第一电感和第二电感的绕组绕在一体化磁芯上。例如，图8所示的截面为一体化的磁芯的电感正耦合实现方式。
[0049] 本发明实施例提供的功率因数校正电路可以适用于临界导通模式控制的交错并联功率因数校正电路中。
[0050] 传统的大功率的功率校正电路采用连续电流控制模式，其固定功率开关管的
频率，通过调节占空比进行
输出电压控制以及输入电流跟随输入电压控制。而本发明实施例基于临界导通控制模式的功率因数电路可以实现功率开关器件的零电压开通实现
软开关技术和较小功率电感体积，因此其可以提高系统的效率和功率
密度。同时交错并联技术可以得到较小输入电流纹波，提高效率。
[0051] 下面，以图1所示的图腾柱功率因数校正电路为例，来说明本发明实施例提供的功率因数校正电路可以适用于临界导通控制模式的功率因数校正电路。
[0052] 当输入电压为正，第六功率开关管Q6常开。当第二功率开关管Q2开通，流经第一电感L1的电流通过第二功率开关管Q2、第六功率开关管Q6、交流电源AC上升(如图9中粗线标注)；当电流到达所需要的控制值，第二功率开关管Q2关断，电流通过第一功率开关管Q1续流，第一功率开关管Q1处于同步整流模式。此时输入电流通过第一功率开关管Q1，输出负载，第六功率开关管Q6，输入电源下降(如图10粗线标注)。在输入电流下降到零时候，继续保持第一功率开关管Q1开通一段时间使其电流下降到负(即电流反向流动)，然后关断第一功率开关管Q1，此时输入电感和第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2的寄生电容谐振，导致第一功率开关管Q1上电压升高，第二功率开关管Q2上电压下降。当第二功率开关管Q2上电压为负，第二功率开关管Q2的寄生反并二极管导通(如图11粗线标注)。此时再开通第二功率开关管Q2，第二功率开关管Q2可以实现零电压开通从而降低其开关损耗，提高系统效率。以此类似，L2交错并联部分以错开第一电感L1相180°工作。当输入电压为负，第五功率开关管Q5常开，当第一功率开关管Q1开通，第一电感L1电流增大，第二功率开关管Q2开通时第一电感L1电流下降，当第一电感L1电流反相并且第一功率开关管Q1寄生反并二极管开通后，第一功率开关管Q1可以实现零电压开通。
[0053] 本发明实施例中耦合电感的等效感量将动态变化。仍以图1为例，可以将虚线
框图中的部分等效成图12。其中Iin1和Iin2代表了输入电流。 和 代表了流向开关管的电流。Icp代表了在耦合电感作用下，两电感之间相互影响的电流。
[0054] 图13和图14示出了在两相
脉宽调制波(PWM)错开180°交错并联下，相应的电流波形。图13示出了占空比(D)大于0.5时的电流波形；图14示出了占空比(D)小于0.5时的电流波形。由于电感的相互正耦合(即Icp的作用)，第一电感L1和第二电感L2的等效电感不在是恒定值，其将会随着两相开关电路PWM组合的变化而变化。图13和图14显示了其感量的三个模态(I，II，III)，其等效的感量值如下所示：
[0055]
[0056] 其中，L为电感自感量(假设自感量L1＝L2＝L)；α为耦合系数，互感量和自感量之比；D为占空比；D’＝1-D。
[0057] 本发明实施例可以充分减小电感的输入电流纹波。以 相为例，在图12中的电流正方向定义： 由于电路工作在临界导通模式下，为了实现零电压开通，对于输入电压为正时，在第二功率开关管Q2开通前， 需要保持一定的负值。在图13和图14可以得到Icp此时为正值，因此Iin1是一个较小的负电流。同理对于 相， 当第四功率开关管Q4开通前， 需要保持一定的负值。此时Icp此时为负值，因此Iin2是一个较小的负电流。对于特定功率输出的闭环控制功率因数校正电路，较小的负电流必然会相应减小最大的正电流，因此输入电流的纹波得到减小，系统的导通损耗减小，效率得到提高。
[0058] 根据本发明实施例，还提供了一种开关电源，包括：上述任意一项可选的或优选的功率因数校正电路。
[0059] 综上所述，本发明实施例可以实现但不限于如下技术效果：(1)基于分立电感之前的漏感进行正耦合，制造方便灵活，价格低，并且对磁芯的利用率高；(2)有效减小输入电流的纹波。如图15示出了独立电感的两路电流波形，图16示出了用本方案的实验波形。对于同等输出功率(2kw)，本发明有效减小输入电流峰峰值6A(26A->20A)；(3)有效提高系统交错并联的效果。例如，在图15中，系统两路电流只能部分交错或不交错，图16采用本方案，在不改动其他任何
硬件和
软件的
基础上实现了很好的交错并联效果；(4)有效减小系统的导通损耗，提升系统的效率，经实验证明提升0.5％左右。
[0060] 本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或
计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘
存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
[0061] 本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的
流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程
数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中
指定的功能的装置。
[0062] 这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
[0063] 这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
[0064] 以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何
修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
