射频接收器
阅读：1029发布：2020-09-09
专利汇可以提供射频接收器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且一种射频接收器设备，包括：接收器输入端，被布置成接收具有 频谱 内的一个或多个 频率 分量的 信号 ； 滤波器 ，具有滤波器输出阻抗；和 放大器 ，包括连接至滤波器输出端的放大器输入端(134a,134b)、放大器输出端(72a,72b)、至少一个射频输入晶体管(144a,144b)和包括至少一个反馈 电阻 器 (146a,146b)的反馈 电路 。所述设备被布置成可选择地可操作于：第一模式，在所述第一模式中，放大器分别具有第一反馈电阻和跨导值使得放大器输入阻抗和滤波器输出阻抗基本上相同；和第二模式，在所述第二模式中，具有第二反馈电阻和跨导值使得当在滤波器和放大器之间连接预定外部阻抗匹配电路(160)时，放大器输入阻抗和滤波器输出阻抗基本上相同。，下面是射频接收器专利的具体信息内容。
1.一种射频接收器设备，包括：
接收器输入端，其被布置成接收具有频谱内的一个或多个频率分量的信号；
滤波器，其具有滤波器输出阻抗；以及
放大器，其包括：放大器输入端，所述放大器输入端连接至滤波器输出端；放大器输出端；至少一个射频输入晶体管；以及包括至少一个反馈电阻器的反馈电路，所述反馈电路连接在所述放大器输入端与所述放大器输出端之间；
其中所述设备被布置成可选择地可操作于：
第一模式，其中所述放大器分别具有第一反馈电阻和跨导值使得放大器输入阻抗和滤波器输出阻抗基本上相同；以及
第二模式，其中所述放大器分别具有第二反馈电阻和跨导值使得当在所述滤波器和所述放大器之间连接预定外部阻抗匹配电路时，所述放大器输入阻抗和所述滤波器输出阻抗基本上相同。
2.根据权利要求1所述的设备，其中在所述设备以所述第一模式操作时与所述设备相关联的噪声系数基本上等于在所述设备在连接有所述预定外部阻抗匹配电路的情况下以所述第二模式操作时的噪声系数。
3.根据权利要求1或2所述的设备，其中在所述设备以所述第一模式操作时与所述设备相关联的增益基本上等于在所述设备在连接有所述预定外部阻抗匹配电路的情况下以所述第二模式操作时的增益。
4.根据任一前述权利要求所述的设备，其中所述放大器还包括：
镜像晶体管，其被布置成与所述至少一个射频输入晶体管形成电流镜装置；以及可变电流源，其能够操作以将流经所述电流镜装置的电流设置为所述第一模式中的第一电流或所述第二模式中的第二电流。
5.根据任一前述权利要求所述的设备，其中所述放大器包括并联的第一射频输入晶体管和第二射频输入晶体管，其中所述第一射频输入晶体管具有第一纵横比且与第一选择晶体管串联，并且所述第二射频输入晶体管具有第二纵横比且与第二选择晶体管串联，并且其中所述第一纵横比和所述第二纵横比不同。
6.根据任一前述权利要求所述的设备，其中所述反馈电路包括并联的第一反馈电阻器和第二反馈电阻器，其中所述第一反馈电阻器与第一开关串联并且其中所述第二反馈电阻器与第二开关串联，所述第一开关和第二开关被布置成使得当一个开关闭合时，另一个开关断开。
7.根据任一前述权利要求所述的设备，其中所述放大器为低噪声放大器。
8.根据任一前述权利要求所述的设备，其中所述反馈电路还包括至少一个反馈电容器。
9.根据任一前述权利要求所述的设备，其中所述射频接收器设备还包括连接至所述放大器的输出端的降频转换混频器。
10.根据权利要求9所述的设备，包括连接至所述降频转换混频器的输出端的模拟基带滤波器。
11.根据权利要求10所述的设备，其中所述模拟基带滤波器包括低通滤波器。
12.根据权利要求10或11所述的设备，包括连接至所述模拟基带滤波器的输出端的模数转换器。
13.根据任一前述权利要求所述的设备，其中所述放大器输入端是单端的。
14.根据权利要求1至12中任一项所述的设备，其中所述放大器输入端是差分的。
15.根据任一前述权利要求所述的设备，其中所述放大器输出端是单端的。
16.根据权利要求1至14中任一项所述的设备，其中所述放大器输出端是差分的。
17.根据任一前述权利要求所述的设备，还包括多个放大器和多个滤波器，其中各个放大器的输入端连接至相应滤波器的输出端使得：在所述第一模式中各个放大器分别具有第一反馈电阻和跨导值使得各个放大器的输入阻抗和连接至所述放大器的滤波器的输出阻抗基本上相同；以及在所述第二模式中各个放大器分别具有第二反馈电阻和跨导值使得当每个放大器与其相应滤波器之间连接预定外部阻抗匹配电路时，各个放大器的输入阻抗和连接至所述放大器的滤波器的输出阻抗基本上相同。
18.根据任一前述权利要求所述的设备，其中所述滤波器为带通滤波器。
19.根据任一前述权利要求所述的设备，包括射频集成电路。
20.一种射频接收器设备，包括：
接收器输入端，其被布置成接收具有频谱内的一个或多个频率分量的信号；
多个滤波器，各自具有滤波器输出阻抗；以及
多个放大器，各自包括：放大器输入端，其连接至所述多个滤波器中的相应滤波器的输出端；放大器输出端；至少一个射频输入晶体管；以及包括至少一个反馈电阻器的反馈电路，所述反馈电路连接在所述放大器输入端与所述放大器输出端之间；
其中所述设备被布置成可选择地可操作于：
第一模式，其中每个放大器分别具有第一反馈电阻和跨导值使得每个放大器输入阻抗和相应滤波器的输出阻抗基本上相同；以及
第二模式，其中每个放大器分别具有第二反馈电阻和跨导值使得当在每个放大器和相应滤波器之间连接预定外部阻抗匹配电路时，每个放大器输入阻抗和相应滤波器的输出阻抗基本上相同。
21.根据权利要求20所述的设备，其中在所述设备以所述第一模式操作时与所述设备相关联的噪声系数基本上等于所述设备在每个放大器和相应滤波器之间连接有所述预定外部阻抗匹配电路的情况下以所述第二模式操作时的噪声系数。
22.根据权利要求20和21所述的设备，其中在所述设备以所述第一模式操作时与所述设备相关联的增益基本上等于所述设备在每个放大器和相应滤波器之间连接有所述预定外部阻抗匹配电路的情况下以所述第二模式操作时的增益。
射频接收器
技术领域
背景技术
[0003] 考虑到电磁频谱的射频范围(在约3kHz至约300GHz的范围)中无线发射的信号的数量以及噪声源，天线通常会在宽频率范围内“拾取”信号。为了隔离所需信号与其余所接收信号，天线通常连接至带通滤波器，其只允许所需频率通过同时去除其他所有部分。然后，经滤波的信号在任何进一步信号处理(例如解调)前通过在RFIC内实现的放大器(通常为低噪声放大器(LNA))以便放大该信号。
[0004] 本领域中有明确文献记载，为了确保最佳通带特性，诸如自滤波器至放大器的最大功率传输及在放大器处的最小信号反射，滤波器的输出阻抗应“匹配”放大器的输入阻抗，即阻抗应相等或尽可能地接近相等。有些RFIC设备，诸如由凌力尔特公司(LinearInc.)生产的LTC6410-6，具有可配置输入阻抗，其提供将他们的输入阻抗与给定部件诸如滤波器的输出相匹配的能力。
[0005] 一般而言，放大器与滤波器将具有不同阻抗。用于选择所需频带的滤波器通常与天线阻抗匹配，因而具有下述特性阻抗，例如若滤波器被设计成针对不平衡信号产生单端(或“零参考”)输出时为约50欧姆，或例如若滤波器被设计成针对平衡信号产生差分输出时为约100欧姆。放大器将具有由其设计要求规定的阻抗。
[0006] 为了将放大器的输入阻抗与滤波器的输出阻抗进行匹配，可将阻抗匹配网络应用至放大器。此阻抗匹配网络可在芯片上实现，即可集成至RFIC中使得滤波器可无缝地直接连接至RFIC；或其可在芯片外实现，即独立的外部电路诸如无源电感器-电容器(LC)电路连接在滤波器与RFIC之间。
[0007] 用于阻抗匹配的芯片上实现通常需要比芯片外实现更少的部件。通常，应用本发明的接收器可设计用于多个频带因而在RFIC内具有多个LNA，其各自将需要与带通滤波器阻抗匹配。在这种情况下，芯片外实现因此将需要大量部件以便使各个滤波器匹配各个LNA。然而，申请人认识到可以折衷，原因在于该芯片外实现可设计成具有比相当的芯片上实现更低功耗要求。这给期望实现该射频接收器的系统设计师呈现了使用更多个部件(因而提高了所得接收器成本)或有较低功耗之间的选择，较低功耗通常对电池供电的便携式设备诸如智能电话、平板、穿戴装置等极其重要。
发明内容
[0008] 从第一方面来看，本发明提出一种射频接收器设备，包括：
[0009] 接收器输入端，其被布置成接收具有频谱内的一个或多个频率分量的信号；
[0010] 滤波器，其具有滤波器输出阻抗；以及
[0011] 放大器，其包括：放大器输入端，所述放大器输入端连接至所述滤波器的输出端；放大器输出端；至少一个射频输入晶体管；以及包括至少一个反馈电阻器的反馈电路，所述反馈电路连接在所述放大器输入端与所述放大器输出端之间；
[0012] 其中所述设备被布置成可选择地可操作于：
[0013] 第一模式，其中所述放大器分别具有第一反馈电阻和跨导值使得放大器输入阻抗和滤波器输出阻抗基本上相同；以及
[0014] 第二模式，其中所述放大器分别具有第二反馈电阻和跨导值使得当在所述滤波器和所述放大器之间连接预定外部阻抗匹配电路时，所述放大器输入阻抗和所述滤波器输出阻抗基本上相同。
[0015] 如此，本领域技术人员将了解根据本发明提出一种射频接收器设备，其中其放大器的电阻及跨导可在对应于芯片上或芯片外阻抗匹配实现的不同值间切换。如此允许期望通过实施集成式阻抗匹配能力而最小化与其最终产品相关联的成本(材料清单较少)，或通过实施外部阻抗匹配电路而减低功耗的消费者使用普通芯片。
[0016] 申请人了解特别有利地有关放大器的噪声及线性度而言，以及延伸的，就无线电接收器整体而言，确保没有与设备的任一种模式相关联的惩罚。据此，在一些实施例中，在所述设备以所述第一模式操作时与所述设备相关联的噪声系数基本上等于在所述设备在连接有所述预定外部阻抗匹配电路的情况下以所述第二模式操作时的噪声系数。同理，在一些可能重叠的实施例中，在所述设备以所述第一模式操作时与所述设备相关联的增益基本上等于在所述设备在连接有所述预定外部阻抗匹配电路的情况下以所述第二模式操作时的增益。在这些实施例中，消费者可决定降低设备成本或减少设备功耗而无需担忧设备的性能，原因在于其在两种模式中具有接近相同的性能。这允许制造商在实施中提供真正的选择而不会影响性能。
[0017] 申请人了解有多种可能布置适合用于配置或切换与放大器相关联的跨导值，其通常取决于晶体管的纵横比(即晶体管的宽度与长度间的比)及流经其中的电流。在特定实施例集合中，放大器还包括：镜像晶体管，其被布置成与所述至少一个射频输入晶体管形成电流镜装置；以及可变电流源，其能够操作以将流经所述电流镜装置的电流设置为所述第一模式中的第一电流或所述第二模式中的第二电流。通过改变流经镜像晶体管的电流，能够流经该至少一个射频输入晶体管的电流量也改变，从而有效地变更具有固定纵横比的射频输入晶体管的跨导。
[0018] 然而，申请人了解除了或替代改变电流之外，也可以改变晶体管的纵横比。据此，在可能重叠的实施例集合中，所述放大器包括并联的第一射频输入晶体管和第二射频输入晶体管，其中所述第一射频输入晶体管具有第一纵横比且与第一选择晶体管串联，并且所述第二射频输入晶体管具有第二纵横比且与第二选择晶体管串联，并且其中所述第一纵横比和所述第二纵横比不同。在这些实施例中，通过分别地启用第一选择晶体管或第二选择晶体管同时停用另一者，可以在使用第一射频输入晶体管及第二射频输入晶体管间切换。因两者为并联，故针对芯片上和芯片外匹配两者的电路可相当容易选择。
[0019] 变更反馈电阻器的电阻值有无数种方式，例如使用可变电阻器。然而，申请人了解，至少在一些实施例中，所述反馈电路包括并联的第一反馈电阻器和第二反馈电阻器，其中所述第一反馈电阻器与第一开关串联并且其中所述第二反馈电阻器与第二开关串联，所述第一开关和第二开关被布置成使得当一个开关闭合时，另一个开关断开。
[0020] 由于通常期望匹配滤波器的阻抗与下一放大器级的阻抗，而与实际包含本发明的哪个放大器级可使用在多种情境无关。然而，在一些实施例中，放大器为低噪声放大器。低噪声放大器使用于射频应用以放大相对弱的信号同时增加的噪声尽可能地少。
[0022] 在一些实施例中，反馈电路还包括至少一个反馈电容器。将电容加至反馈路径作为阻挡直流(DC)信号的额外高通滤波级。然后，反馈电容器的电容可经选择以针对射频信号最小化其阻抗(即，作用为短路)。
[0023] 在一些实施例中，该射频接收器设备还包括连接至该放大器的输出端的降频转换混频器。模拟基带滤波器可连接至该降频转换混频器的输出端。模拟基带滤波器可使用低通滤波器实施。模数转换器可连接至模拟基带滤波器的输出端。然后，模数转换器(ADC)产生适合由其它电路部件使用的或配合进一步信号处理使用的数字信号输出。
[0024] 本发明的原理方便地施加至放大器，放大器具有单端或差分输入端和/或输出端。据此，在实施例集合中，放大器输入端是单端的。在替代实施例集合中，放大器输入端是差分的。在重叠实施例集合中，放大器输出端是单端的。在替代重叠的实施例集合中，放大器输出端是差分的。
[0025] 虽然单一滤波器及放大器可以用于接收单一频带内的射频发射，但常见设计多频带接收器使得其可接收许多不同频带的发射。据此，在一些实施例中，射频接收器设备包括多个放大器和多个滤波器，其中各个放大器的输入端连接至相应滤波器的输出端使得在所述第一模式中各个放大器分别具有第一反馈电阻和跨导值使得各个放大器的输入阻抗和连接至所述放大器的滤波器的输出阻抗基本上相同；以及在所述第二模式中各个放大器分别具有第二反馈电阻和跨导值使得当预定外部阻抗匹配电路连接在每个放大器与其相应滤波器之间时，各个放大器的输入阻抗和连接至所述放大器的滤波器的输出阻抗基本上相同。
[0026] 本发明延伸至一种射频接收器设备，包括：
[0027] 接收器输入端，其被布置成接收具有频谱内的一个或多个频率分量的信号；
[0028] 多个滤波器，所述多个滤波器中的每一者均具有滤波器输出阻抗；以及[0029] 多个放大器，所述多个放大器中的每一者均包括：放大器输入端，其连接至所述多个滤波器中的相应滤波器的输出端；放大器输出端；至少一个射频输入晶体管；以及包括至少一个反馈电阻器的反馈电路，所述反馈电路连接在所述放大器输入端与所述放大器输出端之间；
[0030] 其中所述设备被布置成可选择地可操作于：
[0031] 第一模式，其中每个放大器分别具有第一反馈电阻和跨导值使得每个放大器输入阻抗和相应滤波器输出阻抗基本上相同；以及
[0032] 第二模式，其中每个放大器分别具有第二反馈电阻和跨导值使得当在每个放大器和相应滤波器之间连接预定外部阻抗匹配电路时，每个放大器输入阻抗和相应滤波器输出阻抗基本上相同。
[0035] 现在将参考附图仅以示例方式描述本发明的某些实施例，附图中：
[0036] 图1示出射频接收器设备的示意图；
[0037] 图2示出多频带射频接收器设备；
[0038] 图3示出具有芯片上阻抗匹配的现有技术放大器装置；
[0039] 图4示出具有芯片外阻抗匹配的现有技术放大器装置；
[0040] 图5示出在根据本发明的实施例的射频接收器设备内使用的放大器装置；
[0041] 图6示出根据本发明的实施例的具有电流源控制的跨导的放大器装置；
[0042] 图7示出根据本发明的实施例的具有纵横比控制的跨导的放大器装置；
[0043] 图8A及8B示出根据本发明的实施例的具有可配置反馈电阻的放大器装置；
[0044] 图9示出根据本发明的实施例的具有可变电流源的差分放大器装置；
[0045] 图10示出连接有外部阻抗匹配电路的图9的差分放大器装置；
[0046] 图11示出根据本发明的实施例的具有固定电流源的放大器装置；及[0047] 图12示出连接有外部阻抗匹配电路的图11的差分放大器装置。
具体实施方式
[0048] 图1示出包括射频集成电路(RFIC)4的射频接收器2。接收器2被布置成使得射频信号可由天线6接收。所接收的信号在输入到RFIC 4之前，使用RFIC 4外部的带通滤波器8而被滤波。
[0049] RFIC 4包括全差分低噪声放大器(LNA)10，其从滤波器8(滤波器8包括平衡不平衡转换器，其将来自天线6的不平衡信号转换成平衡信号)接收差分输入并产生差分输出，该差分输出被输入至一对正交混频器12a、12b。该混频器12a、12b均被提供以由本地振荡器20产生并由相移器18移位0度或90度的本地振荡器信号的同相或正交版本。
[0050] 这些混频器产生全差分同相(或“I”)及正交(或“Q”)信号，其在分别由模数转换器16a、16b转换成数字信号前由低通滤波器14a、14b滤波。然后所得数字I和Q信号使用数字解调器22进一步处理。
[0051] 图2示出射频接收器设备2'的多频带版本，其被布置成接收射频频谱内的多个频率范围的信号。如同图1的接收器，天线6接收射频信号，该射频信号然后被输入至三个不同的带通滤波器8a、8b、8c，其分别被配置有不同通带，因而选择所需的频率范围，同时拒绝在这些范围外的信号。各个滤波器8a、8b、8c连接至相应的全差分LNA 10a、10b、10c，其在相应的经滤波的信号被解调电路处理之前，放大该相应的经滤波的信号，如先前参考图1所讨论的。
[0052] 滤波器8、8a、8b、8c中的每一者必须与其相应的低噪声放大器10、10a、10b、10c阻抗匹配，以便防止在滤波器的通带中产生非期望的纹波，且最大化功率移转(即，减少出现在滤波器8、8a、8b、8c与LNA 10、10a、10b、10c之间的接口处的信号反射量)。实现匹配阻抗的两个方法将参照图3及4描述如下。
[0053] 除了匹配LNA输入阻抗与滤波器阻抗之外，期望的LNA 10、10a、10b、10c应具有低噪声系数(NF)且在其操作频率范围内应充分线性。此外，LNA 10、10a、10b、10c期望具有足够高的增益(Av)以便维持高信噪比(SNR)。典型无线电接收器4的噪声系数(NF)和第三阶输入参考拦截点(IIP3)-电路线性度的良好度量，分别参考方程式1及2给定如下：
[0054]
[0055] 方程式1：包括LNA的集成式射频接收器设备的噪声系数NF
[0056]
[0057] 方程式2：包括LNA的集成式射频接收器设备的第三阶输入参考拦截点IIP3[0058] 其中：NFLNA为LNA NF，Av,LNA为LNA电压增益，IIP3LNA为LNA IIP3，NF2为LNA之后的电路(混频器12a、12b；低通滤波器14a、14b；及ADC 16a、16b)的组合NF，以及IIP32为LNA之后的电路的组合IIP3。
[0059] 图3示出本身为业界已知的具有芯片上阻抗匹配的放大器装置(偏压细节删除以求清晰)。在该装置中，LNA 110包括：输入端子34；输出端子36；n-沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(nMOSFET)射频(RF)输入晶体管44a；具有栅极端子38的nMOSFET共源共栅晶体管48；反馈电阻器46a；反馈电容器52；隔直流电容器50；及包括电阻器58、电感器56及电容器54的电阻器-电感器-电容器(RLC)谐振装置。如从图3可知，放大器110内的所有部件在LNA 110的“芯片上”侧32上，及没有部件存在于“芯片外”侧30上。放大器10连接在电源导轨40与接地42之间。
[0060] 在射频下，假设反馈电容器52及隔直流电容器50作用为短路。也假设电感器56及电容器54被选择以在LNA 110被设计的主要感兴趣频率f0例如待接收的频率范围的中心频率(根据如下方程式3)谐振：
[0061]
[0062] 方程式3：LC谐振器的谐振频率f0
[0063] 其中LL为电感器56的电感及CL为电容器54的电容。
[0064] 由于负反馈装置，因此在f0下的LNA输入电阻Rin由如下方程式4给定：
[0065]
[0066] 方程式4：在f0下的LNA输入电阻
[0067] 其中：RF1为反馈电阻器46a的电阻；gm1为RF输入晶体管44a的跨导；及RL为谐振电阻器58的电阻。
[0068] 为了匹配阻抗，LNA输入电阻Rin必须等于源电阻(Rs，即通常50Ω)或滤波器8设计成被终止的电阻。
[0069] 利用匹配阻抗(Rin＝Rs)，图3中显示的LNA 110的电压增益(Av)及噪声系数(NF)可遵照方程式5及6如下求取近似值(其中γ为噪声常数，典型地取长沟道MOSFET的2/3)：
[0070]
[0071] 方程式5：带有匹配阻抗的电压增益Av
[0072]
[0073] 方程式6：带有匹配阻抗的噪声系数NF
[0074] 假设gm1Rs>>1，NF可根据方程式7写成：
[0075]
[0076] 方程式7：带有匹配阻抗的噪声系数NF的近似值
[0077] 相反地，图4示出本身为业界已知的具有芯片外阻抗匹配的放大器装置。在该情况下，LNA 210的芯片上侧32上的部件大部分与图3中的LNA 110的芯片上侧32相同；然而，反馈电阻器46b及RF输入晶体管44b分别具有电阻值RF2及跨导值gm2。
[0078] 与图3相反，图4中显示的LNA 210具有连接在LNA 210的芯片上侧与滤波器(未示出)之间的外部阻抗匹配电路60，也就是说，来自滤波器的已滤波信号在输入放大器210的芯片上输入端之前，自输入端子34发送通过外部阻抗匹配电路60。外部阻抗匹配电路60本身包括阻抗匹配电容器62及阻抗匹配电感器64的梯式网络。然而，须了解此仅为阻抗匹配电路的一个实例，及任何此种阻抗匹配电路均落入本发明的范围内。
[0079] 在该情况下，“窥视”LNA 210的芯片上部件的阻抗82被设计成大于窥视外部阻抗匹配电路60的输入阻抗80。这些阻抗的比率以如下方程式8标示为N2：
[0080]
[0081] 方程式8：芯片外阻抗匹配的阻抗比
[0082] 其中：REQ为窥视LNA 210的芯片上部件的阻抗82，Rin为包括外部阻抗匹配电路60的整个LNA 210的输入阻抗80，及N>1。假设外部阻抗匹配电路60被设计成其输入阻抗Rin等于源阻抗Rs(即滤波器8的阻抗)。
[0083] 此外，在感兴趣的频率f0下，LNA 210负载阻抗形成并联谐振电路，及在f0下窥视LNA210的芯片上部件的阻抗82根据方程式9给定：
[0084]
[0085] 方程式9：在f0下窥视LNA的芯片上部件的输入电阻
[0086] 滤波器8的阻抗匹配LNA输入阻抗80(即Rin＝Rs)，图4中显示的LNA 210的电压增益(Av)及噪声系数(NF)可根据如下方程式10及11求取近似值：
[0087]
[0088] 方程式10：图4中示出的具有芯片外阻抗匹配的LNA 210的电压增益[0089]
[0090] 方程式11：图4中示出的具有芯片外阻抗匹配的LNA 210的噪声系数[0091] 其中：N为匹配电路中的电压增益； 为从LNA芯片上输入端至LNA输出端的增益；及RLOSS表示外部阻抗匹配电路60中的电阻损耗。
[0092] 参考如上图3及图4描述的常规芯片上与芯片外阻抗匹配解决方案的性能的比较讨论如下。假设在两种装置中LNA谐振负载分量值(RL、LL、及CL)相等。也假设在两种装置中，LNA输入电阻(Rin)匹配源电阻(Rs＝50Ω)。此外，假设两个LNA针对相等的电压增益设计。
[0093] 根据本发明的原理，通过使带有芯片上及芯片外阻抗匹配(分别地参考方程式5及10)的LNA 110、210的电压增益相等，可推导方程式12及13显示如下：
[0094]
[0095] 方程式12：使带有芯片上及芯片外阻抗匹配的LNA的电压增益相等
[0096] 由此：
[0097] RF2＝NRF1
[0098] 方程式13：针对芯片上及芯片外阻抗匹配需要的反馈电阻值间的关系[0099] 同理，分别地针对芯片上及芯片外阻抗匹配需要的RF输入晶体管44a、44b的跨导间的关系根据方程式14及15给定如下：
[0100]
[0101] 方程式14：使带有芯片上及芯片外阻抗匹配的LNA的电压增益相等由此，若RF1>>RL：
[0102]
[0103] 方程式15：针对芯片上及芯片外阻抗匹配需要的跨导值间的关系
[0104] 可知当设计用于相等电压增益时，带有芯片外阻抗匹配的电阻反馈(RFB)LNA 210(其中阻抗匹配电路60具有阻抗缩放因子N2)，相比带有芯片上匹配的LNA 110中的反馈电阻器46a，允许以N按比例放大反馈电阻器46b的电阻。同理，相比带有芯片上匹配的LNA 110中的RF输入晶体管44a，带有芯片外阻抗匹配的LNA 210中的RF输入晶体管44b的跨导能以约因子N按比例缩小。
[0105] 在饱和模式中，RF输入晶体管44a、44b的跨导能遵照方程式16写成：
[0106]
[0107] 方程式16：饱和模式中RF输入晶体管的跨导
[0108] 其中，参考RF输入晶体管44a、44b：IDS为漏极-源极电流；VGS为栅极--源极电压；Vt为阈值电压；Cox为氧化层电容；为纵横比；及μ为电荷载子迁移率。
[0109] 因此，例如，当设计用于相等有效栅极--源极电压(VGS-Vt)因而保证两种配置中相同的IIP3及电压增益Av时，相比带有芯片上匹配的LNA 110，带有芯片外阻抗匹配的LNA 210中的漏极-源极电流可以以约因子N按比例缩小。替选地，当设计用于相等纵横比 时，相比带有芯片上匹配的LNA 110，带有芯片外阻抗匹配的LNA 210中的漏极-源极电流可以以约因子N2按比例缩小。
[0110] 然而，典型地，在RF输入晶体管44a、44b处的电压至电流转换限制了LNA 110、210的IIP3。这导致具有芯片外匹配的LNA210中的IIP3比带有芯片上匹配的LNA 110更低。然而，实际上，相比带有完全芯片上输入阻抗匹配的LNA 110，采用带有芯片外阻抗匹配的LNA 210可导致功率消耗达数十百分比的节约(典型地约40％)。当然，如先前讨论，此项优点伴随外部匹配部件的成本。但须了解至少对有些便携设备而言，低功耗可能比材料清单更重要，及因此运用芯片外外部阻抗匹配电路可以是较佳选项。
[0111] 通过使用方程式13及14及假设gm1Rs>>1，依据带有芯片上匹配的LNA 110的RF输入晶体管44a的跨导gm1及反馈电阻器46a的电阻RF1，带有芯片外阻抗匹配的LNA 210的NF根据方程式17可写成：
[0112]
[0113] 方程式17：依据与芯片上匹配相关联的跨导及反馈电阻，带有芯片外匹配的LNA 210的噪声系数
[0114] 通过使用方程式17，现在，使用芯片外匹配网络的LNA 210的NF可以容易地与带有芯片上匹配的LNA 110的NF进行比较(参考方程式5)。可知因外部阻抗匹配电路60中的电阻损耗，因此带有芯片外匹配的LNA 210的NF包括RLOSS项，其不存在于带有芯片上匹配的LNA 110。此项通常相对小，原因在于匹配网络可使用高质量因子(或“Q”因子)部件(即电感器64及电容器62)实施，该部件具有与其相关联的相对低损耗。也可知因RF输入晶体管44b所致的代表噪声贡献的第二项比带有芯片上匹配的LNA 110降低达因子N。然而，可知与反馈电阻器46b中的噪声相关的最末项比带有芯片上匹配的LNA 110更大。
[0115] 图5示出在根据本发明的实施例的射频接收器设备内使用的放大器设备510。申请人了解设备可经设计而有能力具有芯片上或芯片外阻抗匹配，同时在两种配置中，针对整个无线电接收器具有相同电压增益Av、噪声系数NF、及线性度特性将极其优异。实际上，这意味着具有可配置的输入阻抗匹配的LNA 510，在两种配置(即具有芯片上及芯片外匹配两者)中，应具有近似相同的电压增益Av、噪声系数NF、及线性度(使用IIP3测量)。
[0116] 类似参考图3及4描述的LNA 110、210，图5中概念式例示的LNA 510包括：输入端子34；输出端子36；带有栅极端子38的nMOSFET共源共栅晶体管48；反馈电容器52；隔直流电容器50；及包括电阻器58、电感器56及电容器54的电阻器-电感器-电容器(RLC)谐振装置。如从图5可知，放大器510的所有部件在“芯片上”侧32上，及没有部件存在于“芯片外”侧30上。
当然，在使用外部匹配网络的情况下，将额外外部部件连接至芯片外侧30上(其未显示于本特定实例中)。放大器510连接在电源导轨40与接地42之间。
当然，在使用外部匹配网络的情况下，将额外外部部件连接至芯片外侧30上(其未显示于本特定实例中)。放大器510连接在电源导轨40与接地42之间。
[0117] 然而，与先前描述的LNA 110、210相反，具体实施本发明的LNA 510包括具有可配置跨导nMOSFET RF输入晶体管44，如由通过晶体管符号的箭头指示。布置在LNA 510的反馈路径的反馈电阻器46也是可配置的。在该特定情况下，“可配置的”表示RF输入晶体管44的跨导及反馈电阻器46的电阻可被设定为第一对值gm1及RF1，或被设定为第二对值gm2及RF2，取决于其分别地用于芯片上或非在芯片上阻抗匹配而定。如前文讨论，实际上，RF1gm2。
[0118] 当然，图5中的LNA 510为简化的概念性例示，因具有可配置跨导的晶体管不是本身通常可用的部件。然而，申请人已设计了用于变更RF输入晶体管44的跨导的方法，如下文参考图7及图8所述。申请人也已设计出用于变更反馈电阻器46的电阻的方法，如参考图8A及图8B所述述。
[0119] 图6示出根据本发明的实施例的具有电流源控制的跨导的放大器装置。此处，电流源66用来偏压RF输入晶体管44。镜像晶体管62与RF输入晶体管44形成单电流镜，其针对RF输入晶体管44设定偏流。偏压电阻器64将偏压电路(即电流源66及镜像晶体管62)与LNA输入端子34在RF频率下隔离。如先前描述，RF输入晶体管44的跨导需要根据需要而被配置或切换成用于芯片上或芯片外阻抗匹配的正确值。
[0120] 在该装置中，电流源66可变，使得其可将来自电源导轨40的电流通过镜像晶体管62提供至接地42。在该实施例中，虽然可变电流源典型地能取下限与上限之间的任何值，但电流源66可设定为两个离散电流值中的一者。
[0121] 流经镜像晶体管62的电流量直接地决定流经RF输入晶体管44的电流量，即，其控制通过RF输入晶体管44的电流密度，进而变更其跨导。因电流源66能提供两个离散电流值，如此使得RF输入晶体管44具有用于芯片上阻抗匹配的第一跨导值gm1或用于芯片外阻抗匹配的第二跨导值gm2。
[0122] 图7示出根据本发明的实施例的具有纵横比控制的跨导的放大器装置。在该装置中，有两个并联布置的RF输入晶体管44a、44b，分别地具有第一纵横比 及第二纵横比使得第一晶体管44a具有用于芯片上阻抗匹配的第一跨导值gm1，及第二晶体管44b具有用于芯片外阻抗匹配的第二跨导值gm2。
[0123] RF输入晶体管44a、44b中的每一者具有连接至nMOSFET选择晶体管68a、68b的源极端子的漏极端子。选择晶体管68a、68b中的每一者的栅极端子连接至选择端子70a、70b；而选择晶体管68a、68b的漏极端子连接至RLC谐振电路，及如前述经由反馈网络返回至输入端子34。
[0124] 然后，不同电压(例如，+5V及0V)可被施加至选择端子70a、70b，以便选择性地启用选择晶体管68a、68b中的一者而使另一者停用。如此确保在任何给定时间，电流可以只流经RF输入晶体管44a、44b中的一者，而另一者本质上与电路断开连接。然后，在操作期间被启用的选择晶体管68a、68b单纯作为共源共栅晶体管。
[0125] 在该装置中，电流源66提供流经镜像晶体管62的恒定偏流，其允许使用中的RF输入晶体管44a、44b的恒定偏压。同时，纵横比 中的差提供可变跨导。
[0126] 图8A及8B示出根据本发明的实施例的具有可配置反馈电阻的放大器装置。在图8a中，通过简单地使用可变电阻器46(例如，变阻器)而实现可变反馈电阻。然而，这对于用于集成电路中是不合实际的。
[0127] 相反，图8B中的装置使用分别具有电阻值RF1及RF2的两个不同反馈电阻器46a、46b。该反馈电阻器46a、46b中的每一者彼此并联且分别与开关68a、68b串联。这些开关可各自为物理开关或可使用例如MOSFET而在硅中实施，其中，施加足够的栅极-源极电压至其中“完成”了包括适当电阻器46a、46b的反馈路径，而留下另一个电阻器断开连接。这允许适当电阻值RF1或RF2视情况而用于芯片上或芯片外阻抗匹配。
[0128] 图9示出具有使用在运用芯片上阻抗匹配的射频接收器设备中的可变电流源66的差分放大器装置1010。此处，两个相同的RF输入晶体管144a、144b形成接地-源极成对装置，其放大了跨输入端子134a、134b的差分信号输入。图9中(及同理，图10中)所示装置显示施加偏压(例如，电源电压42)的偏压端子70。
[0129] 可变电流源66可设定为第一偏流Ib1或第二偏流Ib2，其将RF输入晶体管144a、144b的跨导值分别设定为gm1或gm2。
[0130] 在放大器的各侧上的反馈电阻可使用开关152a、152b、153a、153b在第一反馈电阻值RF1及第二反馈电阻值RF2间切换。如果通过闭合开关152a、152b及断开开关153a、153b而将RF输入晶体管144a、144b设定为其第一跨导值gm1且将反馈设定为第一反馈电阻值RF1，则LNA 1010准备好用于芯片上阻抗匹配。
[0131] 相反地，图10示出将外部阻抗匹配电路160用于芯片外阻抗匹配的图9的差分放大器装置1010。为了实现该目的，通过断开开关152a、152b及闭合开关153a、153b而将RF输入晶体管144a、144b设定为其第二跨导值gm2且将反馈设定为第二反馈电阻值RF2，将LNA 1010设定为其芯片外模式。
[0132] 图11示出根据本发明的实施例的具有固定电流源66的差分放大器装置1110。类似参考图9及图10描述的LNA 1010，两个相同RF输入晶体管144a、144b形成接地-源极成对装置。
[0133] 类似图9及图10的LNA 1010，反馈电阻可使用开关152a、152b、153a、153b在第一反馈电阻值RF1及第二反馈电阻值RF2之间切换。如果通过闭合开关152a、152b及断开开关153a、153b而将RF输入晶体管144a、144b设定为其第一跨导值gm1且将反馈设定为第一反馈电阻值RF1，则LNA 1110准备好用于芯片上阻抗匹配。
[0134] 然而，与图9及图10的LNA 1010相反地，如先前参考图7描述，通过施加高或低电压至控制端子70a、70b而控制有效跨导。在该装置中，有两对并联RF输入晶体管，第一对144a、145a为一个并联装置，且第二对144b、145b为另一个并联装置。在各对中，一个晶体管144a、
144b具有第一纵横比 而另一个晶体管145a、145b具有第二纵横比 这意味着针对来自电流源66的给定固定电流，各对中的一个晶体管144a、144b具有第一跨导gm1以供用于芯片上阻抗匹配，而各对中的另一个晶体管145a、145b具有第二跨导值gm2以供用于芯片外阻抗匹配。
144b具有第一纵横比 而另一个晶体管145a、145b具有第二纵横比 这意味着针对来自电流源66的给定固定电流，各对中的一个晶体管144a、144b具有第一跨导gm1以供用于芯片上阻抗匹配，而各对中的另一个晶体管145a、145b具有第二跨导值gm2以供用于芯片外阻抗匹配。
[0135] RF输入晶体管144a、144b、145a、145b中的每一者分别具有连接至nMOSFET选择晶体管168a、168b、169a、169b的源极端子的其相应的漏极端子。一对选择晶体管168a、168b的栅极端子连接至一个选择端子70a(用于芯片上模式)，而另一对选择晶体管169a、169b的栅极端子连接至另一个选择端子70b(用于非在芯片上模式)。选择晶体管168a、168b、169a、169b中的每一者的漏极端子连接至RLC谐振电路及如前述经由反馈网络返回至输入端子
134。
134。
[0136] 不同电压(例如，+5V及0V)可施加至选择端子70a及70b以便选择性地启用选择晶体管对168a、168b或169a、169b中的一对中的一者，同时停用另一者。这确保在任何给定时间，电流可只流经RF输入晶体管144a、144b或145a、145b中的一对，而另一对本质上从电路移出。在操作期间，被启用选择晶体管对168a、168b或169a、169b单纯地用作为共源共栅晶体管。
[0137] 如此，通过断开开关152a、152b，闭合开关153a、153b，及施加高电压至“芯片上”选择端子70a及施加低电压至“芯片外”选择端子70b，反馈电阻被设定成Rf1及有效跨导为gm1。
[0138] 图12示出利用用于芯片外阻抗匹配的外部阻抗匹配电路160的图11的差分放大器装置1110。在该装置中，开关152a、152b闭合，开关153a、153b断开，低电压施加至“芯片上”选择端子70a，及高电压施加至“芯片外”选择端子70b。这将反馈电阻设置成Rf2及有效跨导为gm2，如此，放大器装置1110准备好用于其芯片外阻抗匹配模式。
[0139] 如先前描述，申请人了解对于放大器是有利的，及通过扩延整个无线电接收器，具有相同的增益及噪声特性，而与是否使用芯片上或芯片外阻抗匹配无关，因而客户只需在成本与功耗间作选择。
[0140] 自方程式7及11，若假设电阻反馈LNA中的噪声通过RF输入晶体管44、144a、144b中的噪声掌控，及噪声系数NF设计成两种配置中，即芯片上和芯片外阻抗匹配模式中为相等，则获得如下方程式18及19：
[0141]
[0142] 方程式18：在芯片上或芯片外阻抗匹配模式中电阻反馈中的噪声系数的近似值[0143] gm1Rs＝gm2REQ
[0144] 方程式19：第一及跨导值、源阻抗与窥视于芯片外匹配配置中LNA的芯片上输入端的阻抗间的关系
[0145] 通过在方程式9中使用方程式19的关系，获得如下方程式20：
[0146] RF2＝(gm2REQ-1)RL＝(gm1Rs-1)RL
[0147] 方程式20：仅在芯片上匹配变量方面的用于芯片外匹配的第二反馈电阻值[0148] 如此，一旦用于gm1和RL的分量值从用于芯片上阻抗匹配的LNA 510、1010、1110的初始设计可知，则在保持两种配置中相同的LNA噪声系数的同时针对芯片外阻抗匹配所需的反馈电阻器的初始值(RF2)可使用方程式20获得。而且，通过要求两种配置中的LNA电压增益Av相同且使用方程式13，外部阻抗匹配电路60、160中的阻抗变换比须满足如下方程式21中给定的条件：
[0149]
[0150] 方程式21：外部匹配电路60、160中的阻抗变换比
[0151] 如此，一旦gm1、RF1和RL可从具有芯片上输入阻抗匹配的LNA 510、1010、1110获得且确定N值，则用于芯片外阻抗匹配的外部匹配电路60、160可视情况而被设计。
[0152] 已经使用55nm CMOS技术在LTE频带I(2170MHz)进行模拟。针对芯片上和芯片外阻抗匹配配置两者呈现LNA性能于下表1中。在两个配置中，差分LNA输入阻抗设计成约为100Ω。这通过输入反射系数s11确认，该输入反射系数s11远低于-10dB(且为本领域中用于测量输入匹配的质量的典型要求)。
[0153]
[0154] 表1：具有可配置输入阻抗匹配的示例性差分电阻式反馈LNA的仿真性能。使用55nm CMOS技术在频带I(2170MHz)进行模拟。
[0155] 从表1可知，在两种LNA配置中，LNA具有约21dB电压增益及1.6dB NF。当配置用于芯片上阻抗匹配时，LNA消耗约13.3mA，而当配置用于外部阻抗匹配电路时，LNA消耗约7.9mA。因此，当用于芯片外阻抗匹配配置时，可达成LNA功率消耗的约40％节约。
[0156] 如此，须了解所描述的本发明的实施例提出一种包括一个或多个放大器的射频接收器设备，该一个或多个放大器可被设置用于芯片上或芯片外阻抗匹配而不会遭致LNA或无线电接收器噪声系数或其线性度的损失。虽然已经详细描述特定实施例，但本领域技术人员将了解使用本文阐明的本发明的原理可作出许多变化及修改。
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