本発明は、電気エネルギーを、断続的ＤＣ電圧源へ／断続的ＤＣ電圧源から、異なる電圧で作動するかもしれないししないかもしれない電気回路へ移送するコンバータ回路に関する。 特に本発明は、パッシブスイッチコンバータおよびそれを含む回路またはシステムに関し、とりわけ誘電エラストマ発電機（ＤＥＧ）をさらに備える回路に関する。

従来の先行技術のＤＣ−ＤＣコンバータは、所望の規模の出力電圧または電流を生成するのにアクティブ制御を通常使用し、その規模は、最も一般的には、入力電圧または電流より１００倍高いかまたは低い範囲内である。 バックコンバータ、ブーストコンバータおよび／またはバック−ブーストコンバータは、出力を調節するのにアクティブに制御される「スイッチモード」電源と一般的に呼ばれるコンバータの種類の全ての例である。 図２で図式的に示されるように、これらのアクティブコンバータ２０は、通常はセンサ２１、コントローラ２２、およびドライバ電子機器２３を使用し、これらは回路のサイズ、コストおよび複雑性を増す。 また、これらの電子機器に電力を供給するのに低電圧電源２４が必要とされる。 フライバック、フォワードおよびＨ−ブリッジコンバータを含む先行技術の他のコンバータは、類似の必要条件を有する。

先行技術のＤＣ−ＤＣコンバータがＤＣ電圧変換を必要とする多くの適用に適切である一方で、アクティブ制御が望ましくないかもしれない他の適用がある。 理由は、コスト、形状要因、複雑性、効率、および／または技術の可能性を含むが、それらに限定されない。

例えば誘電エラストマ発電機（ＤＥＧ）は、高電圧でエネルギーが制限された低電力源である。 ＤＥＧは、機械エネルギーを電気エネルギーに変換可能なタイプのエネルギー取得器または発電機であり、電気エネルギーを機械エネルギーに変換する逆の機能を実行する誘電エラストマアクチュエータ（ＤＥＡ）に密接に関連する。

圧電発電機のような先行技術の代替物と比較されるＤＥＧの有益な特性は、柔軟性、可撓性、軽量、低コスト、大きく歪ませる機能、および広範囲の機械ストロークの頻度を上回る性能での損失なしでの作動能力を含む。 これらの特性を効果的に利用するには、必要な付随した電子機器を注意深く選択する必要がある。

ＤＥＧは、（その平面領域に関して）薄く弾性のある誘電エラストマ膜と、対向する側の適合する電極で構成される。 実際にはＤＥＧは可変キャパシタであり、その静電容量は機械的歪み（すなわち膜の変形）で変化する。 ＤＥＧは、その中に蓄積された電位エネルギーを増すことにより、電気エネルギーを発生させる。 これを達成するステップは、図１で図式的に示される。 図１の上から開始して、ＤＥＧ１１を伸ばすことにより、機械エネルギー１０が最初にそれに加えられる。 これは電極１２の平面の膨張および膜１３の直交圧縮をもたらし、静電容量の増加につながる。 それから、対向する電極１２が逆帯電になるように、電気エネルギー１４が、電源（図示せず）から充電または設定することにより入力される。 対向する電極１２の逆帯電（＋および−）を強制的に離し、その平面の収縮によりそれぞれの電極１２の同一の帯電をともに近づけることにより、ＤＥＧの弛緩は機械エネルギーを電気エネルギーへ変換する。 電気エネルギー１４が取り出され、サイクルが繰り返す。

ＤＥＧは一般的に、電力生成を増やすよう高電圧（通常は数キロボルト）で作動される。 従って、ＤＥＧと共に使用するコンバータは以下のことを必要としうる。
ａ）（例えば電池により供給される）低電圧を高電圧に変換し、ＤＥＧを設定する ｂ）（例えば電池および／または通常１２Ｖまたはそれを下回る電圧で作動する標準電力電子装置を充電する）外部の回路による使用のため、ＤＥＧにより発生させた高電圧電力を低電圧の形態に変換する ｃ）誘電体の破壊を通したＤＥＧの損傷を避けるよう、ＤＥＧの電圧が高く上がり過ぎることを防ぐ

アクティブコンバータの使用は、大規模な（すなわち複数のエネルギー取得ＤＥＧを備える）ＤＥＧシステムに関して一部のケースでは適切かもしれないが、（靴のかかとの発電機のような）高電圧（通常は５００Ｖ以上で作動する）、制限されたエネルギー、低電力源である小規模のＤＥＧ内での変換には、以下の理由で非実用的である。
・アクティブな高電圧の構成要素は比較的大きく高価であり、そのような少量の電力の変換には費用がかかるであろう ・一般的な高電圧センサはしばしばかなりの量のリーク電流があり、発生されたエネルギーのかなりの割合を浪費しかねない ・アクティブな電子機器は、変換する入力電力がない期間（すなわちＤＥＧにかけられる機械的な力がないとき）も電力を消費する ・アクティブな電子機器は、ＤＥＧが生成可能な量より多くの電力を消費するかもしれない

従ってそのような小規模のＤＥＧのためのコンバータは、サイズが小さく、軽量、低コストで、少なくとも１方向に電力を変換するのに作動のためわずかまたは全く電力を必要としないのが理想的である。 例えばＤＥＧの静電容量に蓄積された高電圧エネルギーのように、断続的に補給される少量のエネルギーを電源が供給する場合、アクティブコンバータは非実用的かもしれない。

従って本発明の目的は、先行技術の１つまたは複数の欠点を解消または少なくとも改善する、または代わりに少なくとも有益な選択を公衆に提供するコンバータを提供することである。

本発明のさらなる目的は、後述の記載から明らかになるであろう。

従って第１の態様で、本発明は広く、断続的または変動する電源へ電気的に接続する入力と、負荷へ電気的に接続する出力と、入力の第１の電圧レベルから出力に適切な第２の電圧レベルへ変換する変換回路とを備え、入力が第１の閾値を超えるとき入力を出力へ受動的に接続するようになされたパッシブスイッチング回路を変換回路が有する、パッシブコンバータにあるといいうる。

スイッチング回路は、入力が下降して第２の閾値を下回るとき入力を出力から分離するようにさらになされるのが望ましい。

第１の閾値が閾値電圧を含み、第２の閾値が閾値電流を含むのが望ましい。

コンバータは降圧コンバータを含み、第１の電圧が第２の電圧を超えることが望ましい。

代わりにコンバータは昇圧コンバータを含んでもよく、そこでは第２の電圧が第１の電圧を超える。

代わりにコンバータは、１：１コンバータを有してもよく、そこでは第２の電圧が第１の電圧と同一である。

変換回路が、パッシブスイッチング回路を出力に接続する変圧器をさらに備えるのが望ましい。 特にパッシブスイッチング回路が、入力が閾値電圧を超えるとき入力を変圧器の１次巻線に接続し、変圧器の２次巻線が出力へ接続されるのが望ましい。

変圧器の２次巻線が、ダイオードを介して出力へ接続されるのが望ましい。

代わりに、変圧器の２次巻線を全波整流器を介して出力へ接続してもよい。

代わりに、変圧器の２次巻線が第１の半分巻線および第２の半分巻線を持つセンタタップ巻線を備えてもよく、そこでは、前記第１の半分巻線および第２の半分巻線が、全波センタタップ整流器を形成する一対のダイオードを介して出力に接続される。

代わりに変換回路が、パッシブスイッチング回路を出力に接続するインダクタ回路をさらに備えてもよい。

インダクタ回路が、フリーホイーリングダイオードをさらに備えるのが望ましい。

インダクタ回路が、逆阻止ダイオードをさらに備えるのが望ましい。

スイッチング回路がスパークギャップを備え、それによって第１の閾値がスパークギャップの破壊電圧を含み、第２の閾値がスパークギャップの保持電流を含むのが望ましい。

代わりに、スイッチング回路が、変圧器の１次巻線と直列のサイリスタ、および入力の陽電極とサイリスタのゲートとの間で接合されたアバランシェダイオードを備えてもよく、それによって第１の閾値がアバランシェダイオードの破壊電圧を含み、第２の閾値がサイリスタの保持電流を含む。

代わりに、スイッチング回路が、インダクタおよびバイパスダイオードと接続されたブレークオーバダイオードを備えてもよく、それによって第１の閾値がブレークオーバ電圧を含み、第２の閾値がブレークオーバダイオードの保持電流を含む。

代わりに、スイッチング回路が、スパークギャップ、サイリスタおよびアバランシェダイオード、ブレークオーバダイオード、放電チューブ、およびブレークオーバダイオードとして作動されるサイリスタからなる群から選択される構成要素を備えてもよい。

コンバータが、入力と変換回路との間にバッファ回路をさらに備えるのが望ましい。

前記バッファ回路が、ＲＣネットワークを備えるのが望ましい。

第２の態様で、本発明は広く、第１の方向に電力を変換するパッシブコンバータと、第２の反対の方向に電力を変換するアクティブコンバータを備える双方向コンバータにあるといいうる。 特にパッシブコンバータは、本発明の第１の態様によるパッシブコンバータを含むのが望ましい。

双方向コンバータは、アクティブコンバータに関連する整流器をさらに備えるのが望ましい。 整流器は、電圧増倍器、および特にグライナッヘル倍電圧整流器を含むのが望ましい。

双方向コンバータが、パッシブコンバータおよびアクティブコンバータの両方に関連する変圧器をさらに備えるのが望ましい。

アクティブコンバータが、フライバックコンバータを含むのが望ましい。

パッシブコンバータが降圧コンバータを含み、アクティブコンバータが昇圧コンバータを含むのが望ましい。

第３の態様で、本発明は広く、本発明の第１の態様によるパッシブコンバータに電気的に接続されたＤＥＧを備える、誘電エラストマ発電機（ＤＥＧ）システムにあるといいうる。

ＤＥＧシステムは、片方の相で作動するようになされた２つのパッシブコンバータ、および２対のＤＥＧを備え、そこではそれぞれの対のＤＥＧが直列で設けられて、前記パッシブコンバータのうちの１つの入力に接続され、かつそれぞれの対のＤＥＧがインダクタおよび１対のブレークオーバダイオードにより互いに接続されるのが望ましい。

パッシブコンバータがそれぞれ、パッシブスイッチング回路としてブレークオーバダイオードを備えるのが望ましい。

パッシブコンバータの出力が、キャパシタ、電池、またはレジスタに接続されるのが望ましい。

第４の態様で、本発明は広く、本発明の第２の態様による双方向コンバータに電気的に接続されたＤＥＧを備える、誘電エラストマ発電機（ＤＥＧ）システムにあるといいうる。

ＤＥＧシステムは、ＤＥＧおよび双方向コンバータと並列の自己設定回路をさらに備えるのが望ましい。

その新規の態様を全て検討されるべき本発明のさらなる態様は、後述の記載から明らかになるだろう。

いくつかの本発明の実施形態を、以下の図を参照して例示の目的で記載する。

先行技術による、誘電エラストマ発電機を使用した電力生成を示すプロセス図である。

先行技術による、スイッチモード電源装置のようなアクティブコンバータのブロック図である。

本発明の単方向パッシブスイッチコンバータのブロック図である。

パッシブスイッチング回路としてスパークギャップを有する、本発明によるパッシブスイッチ単方向コンバータの第１の実施形態の概略図である。

本発明によるパッシブスイッチコンバータの第２の実施形態の概略図である。

本発明によるパッシブスイッチコンバータの第３の実施形態の概略図である。

先行技術による自己設定ＤＥＧと併せて使用されるときの、図６のパッシブスイッチコンバータの入力電圧波形Ｖ

_ｉｎを示す波形図である。

先行技術による自己設定ＤＥＧと併せて使用されるときの、図６のコンバータのＤＥＧの静電容量Ｃ

_ｉｎを示す波形図である。

１０＜ｔ＜１１ｓについての図７の波形の詳細図である。

先行技術による自己設定ＤＥＧと併せて使用されるときの、図６のコンバータのバッファキャパシタＣ

_１の電圧Ｖ

_ｃ１を示す波形図である。

先行技術による自己設定ＤＥＧと併せて使用されるときの、図６のコンバータの１次巻線Ｌ

_ｐを通る電流Ｉ

_Ｌｐを示す波形図である。

パッシブスイッチング回路としてサイリスタおよびアバランシェダイオードを備える、本発明によるパッシブスイッチ単方向コンバータの第４の実施形態の概略図である。

パッシブスイッチング回路としてブレークオーバダイオードを備える、本発明によるパッシブスイッチ単方向コンバータの第５の実施形態の概略図である。

コンバータ回路が、逆阻止ダイオードおよびフリーホイールダイオードを持つインダクタを有する、本発明によるパッシブスイッチ単方向コンバータの第６の実施形態の概略図である。

本発明による双方向コンバータの第１の実施形態の概略図である。

ＤＥＧおよび自己設定回路に接続されたＤＥＧシステムの図１５の実施形態の概略図である。

第１の方向のＤＥＧから蓄積キャパシタＣ

_{ｓｔｏｒａｇｅ}へ電力を変換するときの、図１６のシステムの効果的な回路の概略図である。

ＤＥＧの設定または再設定のため第２の方向の蓄積キャパシタＣ

_{ｓｔｏｒａｇｅ}からＤＥＧへ電力を変換するときの、図１６のシステムの効果的な回路の概略図である。

本発明によるパッシブコンバータのさらなる例の実施形態の概略図である。

低電圧負荷キャパシタが、効率を上げるため低電圧キャパシタＣ

_Ｌを初期値まで充電するよう供給電圧に接続される、図１９の実施形態の変形の概略図である。

コンバータがＤＥＧにより充電される電池へ直接接続される、図１９の実施形態のさらなる変形の概略図である。

図１９の実施形態による２つのパッシブコンバータを含む、一定の充電取得回路の概略図である。

キャパシタではなく電池に充電するよう変更された、図２２の同一の充電取得回路の概略図である。

ＤＥＧから電力抵抗またはジュール加熱器へエネルギーを取得する回路またはＤＥＧシステムの概略図である。

高い効率および／または出力の調節能力のため、多くの適用において種々のアクティブＤＣ−ＤＣコンバータ設計が広く使用されている。 現在の多くの技術では、パッシブＤＣ−ＤＣコンバータは電源装置に一定の電圧または電流を生成できないので、あまり有用ではない。 電池が充電される速度および効率を最大化するよう出力が通常、制御されるであろうから、例えば理想的で無制限の電源からの電池の充電には、パッシブＤＣ−ＤＣコンバータは通常は使用されないであろう。

本発明は、制限されたエネルギー、低電力ＤＣ源に接続される電圧コンバータとしての使用に特に適するパッシブコンバータを提供する。 この文脈での制限されたエネルギー電源は、継続的に電力を供給できない電源である。 後述の記載のため、制限されたエネルギー源はエネルギー蓄積量が少ない小規模のキャパシタの均等物であると考えてよく、そこでは、エネルギーが引き出された場合、電圧が急速に低下する。 すなわち、例えば生成プロセスの循環性および／または断続的または予測不可能な機械エネルギーの適用により、電源が断続的にのみ可能である。

後述の記載は望ましい制限されたエネルギー、低電力ＤＣ源としての誘電エラストマ発電機（ＤＥＧ）を記述するが、本発明の範囲から逸脱することなく、本発明を類似の特性を有するあらゆる代替的な電源とともに潜在的に使用可能であることを、当業者は理解するであろう。 とりわけ、ＤＥＧは高電圧、低電力ＤＣ源を示し、望ましい本発明の実施形態を、高電圧入力を低電圧出力に変換する降圧変圧器を有してこの文脈で後述する。 代わりに本発明を、例えば降圧変圧器を昇圧変圧器に置き換えることにより、入力電圧を高出力電圧に昇圧するよう構成してもよいことを理解すべきである。 あるいは、回路は入力電圧の程度を必ずしも変更する必要は全くないが、単に（例えば１対１巻数比の変圧器を用いて）入力を出力に受動的に接続してもよい。 いくつかの例の実施形態に関してさらに詳述するように、入力から出力へエネルギーを移送および／または変換する手段として、コンバータ回路内で変圧器の代わりにインダクタを使用可能であることもまた理解される。

この文脈で、「低電圧」および「高電圧」の語は、およそ２４Ｖまでおよび少なくともおよそ５００Ｖをそれぞれいう。 しかし、これは本発明の他の電圧または電圧範囲への適用を除くと受け取るべきではない。

図２に示された先行技術のアクティブスイッチコンバータと比較するため、本発明を図３のブロック図の形態で示す。 本発明のコンバータは、入力３０、変換回路３１、および出力３２を備える。 変換回路３１は入力を出力に接続し、変換回路３１は使用中、例えば充電のため電池のような負荷に通常、接続されるであろう。 当業者に明らかであるように、必要があれば、負荷に供給される電流をなだらかにするよう、出力において付加的な回路（図示せず）を提供可能である。

この図から、本発明のコンバータはアクティブ制御回路を必要とせず、従って図２の先行技術のコンバータに必要とされるセンサ２１、コントローラ２２、およびドライバ電子機器２３に電力を提供する低電圧電源を必要としないことを見ることができる。

従って、後述の記載から明らかになるように、本発明のコンバータはアクティブコンバータと相対するものとして、パッシブコンバータであるといってもよい。 すなわち入力電圧が、中間センサ、ドライバ、またはコントローラなしに、入力電源をコンバータに接続するパッシブスイッチを直接制御する。 入力が上昇して第１の閾値を超えるとき、パッシブスイッチまたはスイッチング回路は「閉じられた」（すなわち伝導）状態へ自動的に切り替え、入力が下降して第２の閾値を下回るとき、パッシブスイッチまたはスイッチング回路は「開かれた」（すなわち非伝導）状態へ切り替わって戻る。 代わりにまたは加えて、この文脈のパッシブコンバータを、その動作に関連する固定のエネルギーコストを有さず、（例えばスイッチング回路内のリーク電流および理想的でない構成要素の抵抗による損失に起因する）変換プロセスが作動中のとき、電源から直接のわずかな電力を用いて自己作動するものとして定義してもよい。 パッシブコンバータは、よって、第２の電源または（少なくとも１つの実施形態でパッシブ生成される制御信号を除いて）信号の検出／制御を必要としない。

図４を参照すると、本発明による変換回路３１の第１の実施形態の概略が示されている。 スイッチング回路３１が、その入力においてキャパシタＣ _ｉｎで示される誘電エラストマ発電機（ＤＥＧ）へ、その出力においてキャパシタＣ _Ｌで示される容量性負荷へ接続されて示されている。

この実施形態では、変換回路は、パッシブスイッチング回路へ接続された１次巻線Ｌ _ｐを有する変圧器Ｔ _１を備える。 この実施形態では、パッシブスイッチング回路は、１次巻線Ｌ _ｐと直列のスパークギャップＳ _Ｐを備える。

変圧器Ｔ _１は、ダイオードＤ _ｓを介して出力に接続された２次巻線を有するのが望ましい。 当業者に明らかであるように、全波整流ダイオードネットワークのような付加的な回路（図示せず）を代わりに使用して、２次巻線を出力へ接続し、２次巻線がネガティブに分極するようになった場合、電流を負荷へ供給することが可能である。

代わりに、例えば整流ダイオードを介して出力へ接続されたセンタタップ２次巻線のような他の整流トポロジを、本発明の範囲の形態を逸脱することなく使用可能である。

最初に、キャパシタＣ _ｉｎのわずかな電圧Ｖ _ｉｎのみで、スパークギャップＳ _Ｐは１次巻線Ｌ _ｐを通る電流を防ぐ開回路として作動する。

入力電圧Ｖ _ｉｎが第１の閾値（このケースでは例えばおよそ１ｋＶのスパークギャップの破壊電圧）を超えるとき、スパークギャップＳ _Ｐは破壊して電流を伝導する。 すなわち、イオン化した空気がギャップにわたり伝導パスを生じ、伝導パスがギャップの電気抵抗を急激に減少させる。

スパークギャップＳ _Ｐが破壊すると低抵抗の伝導パスが形成され、入力が１次巻線Ｌ _Ｐへ接続される。 入力が下降して第２の閾値を下回ると、スパークギャップＳ _Ｐは伝導を停止する。 このケースでは、スパークギャップを通る電流は、スパークギャップの保持電流を下回る。

スパークギャップＳ _Ｐを通して電流が伝導される一方で、インダクタンスＬ _ｐで示される１次巻線Ｌ _ｐを通してキャパシタＣ _ｉｎが放電される。 これは２次巻線Ｌ _ｓ１内の正電圧を誘発し、２次巻線Ｌ _ｓ１が容量性負荷Ｃ _Ｌを充電する。 出力電圧は、第１の閾値（例えばスパークギャップＳ _Ｐの破壊電圧）および変圧器Ｔ _１の巻数比ｎに多くを依存する。 スパークギャップの破壊電圧は、例えばギャップ（すなわち距離）、電極間のガス、および電極の幾何学構造による。

キャパシタＣ _ｉｎが完全に放電されたとき、変圧器Ｔ _１内に蓄積されたエネルギーが、電流が１次巻線Ｌ _ｐおよびスパークギャップＳ _Ｐを通して流れ続ける状態を起こす。 これは、キャパシタＣ _ｉｎを負電圧へ充電する。 全波整流回路が２次巻線を出力に接続するため使用される場合、負電圧は２次巻線においてもまた誘発され、これが負荷Ｃ _Ｌをさらに充電するよう使用可能である。

変圧器Ｔ _１がその蓄積されたエネルギーを全て解放すると、１次巻線Ｌ _ｐを通る電流は停止し、スパークギャップＳ _Ｐは非伝導の開回路状態に入る。

キャパシタＣ _ｉｎはサイクルの終了時、負に充電し、これがＤＥＧの作動への問題を引き起こすかもしれない。 しかしこの負電圧Ｖ _ｉｎを、より大きい負電圧を発生させる準備ができた、再設定されたＤＥＧとしてＤＥＧを扱うことにより利用可能である。 そのケースでは、負荷Ｃ _Ｌへ供給するため負電圧を変換するのにミラーコンバータが必要とされるであろう。

あるいは、負電圧を実質的に防ぐことが可能である。 例えば図５に示されるように、１次巻線Ｌ _ｐと並列で再循環ダイオードＤ _ｐを設け、１次巻線Ｌ _ｐを通して変圧器Ｔ _１内に蓄積されたあらゆるエネルギーを再循環および「消し」つくしてもよい。

本発明の回路のさらなる可能性がある適用を、国際公開第ＷＯ２０１１／００５１２３号、名称”Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ ａｎｄ ｐｒｉｍｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ”に開示されたＤＥＧの自己設定回路に関連して以下に述べる。 その中で開示された自己設定回路は、ＤＥＧの電圧を繰り返す機械振動から受動的に増大することが可能である。 数ボルトの最初の小さな電圧を、数キロボルトへ増大可能である。 これは、高電圧の電子機器が最初に高電圧の充電を提供する必要をなくす。 しかし、電圧が高く上がり過ぎたとき、誘電体の破壊を防ぐためにエネルギーをＤＥＧから取り出さなければならない。

図４および図５に関連して前述したコンバータ回路は入力キャパシタを完全に放電し、これは自己設定ＤＥＧにとっては望ましくない。 この問題は、Ｃ _ｉｎが完全に放電するのを防ぐＤＥＧとコンバータとの間のバッファ回路により改善可能である。 例えば図６で、ＲＣ（レジスタ−キャパシタ）ネットワークが、Ｃ _ｉｎが完全に放電するのを防ぐＤＥＧとコンバータとの間のバッファとして使用される。 バッファレジスタＲ _１が、バッファキャパシタＣ _１が再度キャパシタＣ _ｉｎで示されるＤＥＧから充電される速度を低下させる。 Ｃ _１が第１の閾値電圧まで充電されると、Ｃ _１は変圧器Ｔ _１を通して十分に放電され、一方でＣ _ｉｎは大きく影響されないままである。 スパークギャップＳ _ｐはそれから非伝導状態に戻り、Ｃ _１が再度充電するのを可能にする。 これは、ＤＥＧがより高い電圧で作動しているので、それがより効果的にエネルギーを発生させるのを可能にする。

図７は、自己設定回路を有するＤＥＧに接合されたこの回路の入力電圧Ｖ _ｉｎ波形を示し、１Ｈｚの周波数で機械的に振動される。 自己設定回路は、多数のサイクルにわたってＤＥＧの電圧Ｖ _ｉｎを受動的に増加させる。 本発明の降圧コンバータは、それからＶ _ｉｎが上昇し第１の閾値を超えるときはいつも、ＤＥＧからエネルギーを引き出し、電圧がおよそ１ｋＶを超えて上昇するのを防ぐ。 入力電圧Ｖ _ｉｎが下降して第２の電圧を下回る（このケースではおよそ５００Ｖ）とき、コンバータは分離され、ＤＥＧが再充電するのを可能にする。

図８〜図１１の単純化した一例の波形は、図６の回路の動作をさらに示す。 図８はＤＥＧの静電容量Ｃ _ｉｎを示す。 図９はＤＥＧの入力電圧または電圧Ｖ _ｉｎを示す。 図１０はバッファキャパシタＣ _１の電圧Ｖ _ｃ１を示す。 図１１は１次巻線Ｌ _ｐを通る電流Ｉ _Ｌｐを示す。 これらの図から、Ｖ _ｃ１が１ｋＶを超えて上昇するとき、回路は（降圧変圧器が使用されると仮定して）出力において低電圧パルスを生成する電流パルスの形態で、Ｌ _ｐを通してＣ _１を放電するのを見ることができる。 入力電圧Ｖ _ｉｎは、バッファ内のレジスタＲ _１により、明確には影響されない。 スパークギャップＳ _Ｐを通る電流が降下してスパークギャップＳ _Ｐの保持電流を下回ると、パッシブスイッチ（スパークギャップＳ _ｐ ）はオフに変わり、Ｃ _１は再充電を開始する。 これは、ＤＥＧ静電容量が減少を止めるまで繰り返す。

前述の本発明の実施形態はパッシブスイッチング構成要素としてスパークギャップを利用するが、別のパッシブスイッチング構成要素または回路は、本発明の範囲から逸脱することなく可能である。

適切なパッシブスイッチは、それを通る電圧が特定の閾値を上回るときに伝導を開始するのが理想的である。 これはエネルギー移送を開始する自己トリガーとしてはたらき、誘電体の破壊を防ぐＤＥＧの受動的な電圧超過の保護もまた提供するであろう。 スイッチを通って流れる電流（またはそれを通る電圧）が下降して第２の閾値を下回るとき、それはまた伝導を止めるであろう。 損失を最小化するため、スイッチは非伝導状態にあるときリーク電流が低くあるべきであり、それが伝導状態にあるとき低い電圧に降下するべきである。 スイッチング速度は、Ｃ _ｉｎが十分に放電するのにかかる時間より明らかに速くあるべきである。 理想的には、第１の閾値は第２の閾値より高くあるべきであり、それによって電圧が下降して第１の閾値を下回るが第２の閾値を下回らないとき、スイッチング構成要素または回路が伝導を続けるように、コンバータがヒステリシスの特性を有する。

パッシブスイッチまたはスイッチング回路として使用可能な、多数の構成要素および／または構成がある。 前述のスパークギャップ構成に加え、他の適切なパッシブスイッチは、ブレークオーバダイオード、放電チューブ、スパークギャップ、およびブレークオーバダイオードとして使用されるフローティングゲート電極を有するサイリスタを含む。

例えば、図１２はサイリスタＳ _ｐ１およびアバランシェダイオードＤ _ｐ１の組み合わせを有する別の本発明の実施形態を示し、ここでＣ _ｉｎ （またはバッファが使用されている場合はＣ _１ ）の陽電極とサイリスタＳ _ｐ１のゲートとの間で接合されたアバランシェダイオードが、サイリスタを受動的に制御するパッシブスイッチとして使用される。 アバランシェダイオードを通る電圧が第１の閾値に達すると、アバランシェダイオードは破壊して電流がサイリスタのゲート内に流れるのを可能にし、それによってサイリスタを伝導「オン」状態に入らせる。 逆電圧が降下し第１の閾値電圧を下回ると、アバランシェダイオードＤ _ｐ１は伝導を停止する。 しかし、サイリスタＳ _ｐ１は入力が下降して第２の閾値を下回るまで、前方向に伝導を続ける。 このケースでは、第２の閾値はサイリスタの保持電流（例えば５ｍＡ）である。

スパークギャップは、その低コストおよび低いリーク電流により、一部のケースではサイリスタおよびアバランシェダイオード構成を上回って望ましいかもしれない。 他の適用で、アバランシェダイオードまたはフローティングゲート電極のどちらかを伴うサイリスタ構成が、例えば電磁ノイズの減少および／または反復性の向上に望ましいかもしれない。

パッシブスイッチング回路として入力および１次巻線Ｌ _ｐと直列のブレークオーバダイオードを包含する本発明によるさらに別のコンバータ回路が、図１３に例示の目的で示されている。

変圧器ではなくインダクタに基いた変換回路を包含する本発明によるさらに別のコンバータ回路が、図１４に例示の目的で示されている。 パッシブスイッチング構成要素Ｓ _１ （この概略図では標準の機械スイッチシンボルで示されるが、いずれの前述のまたは均等物のパッシブスイッチを備えてもよい）が、入力電圧が第１の閾値に達したとき、入力Ｃ _ｉｎをインダクタＬ _１に接続する。 エネルギーがインダクタＬ _１内に蓄積され、エネルギーは所望の電圧で出力Ｃ _Ｌに放出される。 逆阻止ダイオードＤ _１が、エネルギーがコンバータ回路から入力Ｃ _ｉｎに戻るのを防ぐ。 フリーホイーリングダイオードＤ _２が、パッシブスイッチが伝導を停止するとき、インダクタＬ _１を通って現れる大きな負電圧スパイクを防ぐ。

本発明の受動的にスイッチされる単方向コンバータの他の可能な適用は、通常、浪費される誘電エラストマアクチュエータ（ＤＥＡ）を作動させるのに使用されるエネルギーの回復、および２つのＤＥＡ／ＤＥＧ間のエネルギーの移送のため、入力電圧が第１の閾値を超えるとき低または高電圧のパルスを発生させることによる、電圧閾値検出器としてのコンバータの使用を含む。

本発明の単方向パッシブコンバータはまた、必要な場合は、第２のコンバータと組み合わせて双方向コンバータを生成してもよい。 双方向コンバータは、よってアクティブコンバータと組み合わせたパッシブコンバータを有する。 アクティブコンバータは整流器を有することが望ましく、電圧増倍器を備えてもよい。

コンバータが双方向であるとき、「１次」および「２次」の語を、変圧器の２つの巻線に任意に、または電力変換の方向によってあてはめてもよい。 後述の記載のため、しかしその語は、本発明の実施形態の前述の双方向コンバータにも矛盾なく適用される。

本発明による双方向コンバータの例の実施形態が、図１５に示される。 双方向コンバータは、ダイオードＤ _５ 、Ｄ _６ 、およびＤ _７を持つ付加的な構成要素、キャパシタＣ _３および制御可能なスイッチＳ _ｆｌｙと共に図６のパッシブ単方向コンバータ実施形態を有する。 さらに後で詳述するように、この望ましい実施形態で、付加的な構成要素がフライバックコンバータおよび変圧器Ｔ _１を伴う電圧増倍器を形成することは、当業者に明らかになるであろう。 特に、この望ましい実施形態の変圧器Ｔ _１ 、キャパシタＣ _１およびＣ _３ 、およびダイオードＤ _５およびＤ _６は、グライナッヘル倍電圧整流器を形成する。

他のタイプのアクティブコンバータを本発明の範囲から逸脱することなく代わりに使用してもよいが、フライバックコンバータがその単純性および低コストにより望ましい。 スパークギャップＳ _ｐもまた、本発明の範囲から逸脱することなく前述したような別のパッシブスイッチに置き換えてもよい。

双方向コンバータの望ましい実施形態を有するＤＥＧシステムが、図１６に示され、第ＷＯ２０１１／００５１２３号明細書に開示されたように、並列のＤＥＧおよび（キャパシタＣ _１およびＣ _２およびダイオードＤ _１ 、Ｄ _２およびＤ _３を有する）単一段階の自己設定回路に接続される。 このシステムで、パッシブコンバータは、ＤＥＧから高電圧エネルギーを取り出し、それを低電圧で蓄積キャパシタＣ _{ｓｔｏｒａｇｅ}に供給する降圧コンバータを形成する。 フライバックコンバータは、蓄積キャパシタＣ _{ｓｔｏｒａｇｅ}を通る電圧を昇圧し、高電圧電気エネルギーをＤＥＧおよび自己設定回路へ供給することにより、ＤＥＧを設定する昇圧コンバータを形成する。

例示の目的で双方向コンバータが蓄積キャパシタＣ _{ｓｔｏｒａｇｅ}に接続されて示されているが、コンバータは代わりにまたは加えて、ＤＥＧにエネルギーを供給および／またはＤＥＧにより発生されたエネルギーを使用するあらゆる構成要素または回路に接続してもよい。

図１６のシステムの動作が、図１７および図１８にさらに示される。 図１７は、パッシブ降圧コンバータがＤＥＧから電気エネルギーを取り出すときに有効な回路を示す。 図６について前述したように、レジスタＲ _１およびキャパシタＣ _４は、ＤＥＧが完全に放電するのを防ぐため、ＤＥＧとパッシブ降圧コンバータの間にバッファを形成する。 バッファキャパシタＣ _４が第１の閾値電圧まで充電されると、それはスパークギャップＳ _ｐおよび変圧器Ｔ _１を通して完全に放電されて蓄積キャパシタＣ _{ｓｔｏｒａｇｅ}を充電し、一方でＤＥＧは大きく影響されないままである。 スパークギャップＳ _ｐはそれから非伝導状態に戻り、バッファキャパシタＣ _４の再度の充電を可能にする。

コンバータがこの第１の方向に作動するとき、ダイオードＤ _６が逆バイアスでダイオードＤ _４が順バイアスであり、付加的なフライバックコンバータおよび電圧増倍器構成要素は、よって前述のパッシブ降圧変圧器の動作に影響しない。

図１８は、フライバックコンバータがＤＥＧの設定に使用されるとき（すなわち電気エネルギーが反対の第２の方向に移送されるとき）に有効な回路を示す。 制御可能なフライバックスイッチＳ _ｆｌｙが方形波信号により駆動され、変圧器Ｔ _１の２次巻線Ｌ _ｓを通して蓄積キャパシタＣ _{ｓｔｏｒａｇｅ}を選択的に放電する。

方形波信号を、例えば無安定マルチバイブレータまたはマイクロコントローラにより作成してもよい。 信号の周波数および負荷サイクルは固定が望ましく、回路は所望の電圧までＤＥＧを充電するため予め定められた数のパルス／振動を出力するよう設計される。

スイッチＳ _ｆｌｙが閉じているとき、２次巻線Ｌ _ｓを通る電流は増加し、変圧器内の磁束を増やし１次巻線Ｌ _ｐ内の電圧を誘発する。 １次巻線Ｌ _ｐ内で誘発された電圧は、変圧器Ｔ _１の巻数比ｎ：１（ここでｎは２次巻線Ｌ _ｓのそれぞれの巻きに対する１次巻線Ｌ _ｐの巻数）によって昇圧される。 ダイオードＤ _６は順バイアスであり、２次巻線の電流が、よってキャパシタＣ _３およびＣ _４を１次巻線Ｌ _ｐ内で誘発された電圧の半分まで充電する（理想回路と仮定する）。 ダイオードＤ _５は、逆バイアスである。

しかし、スイッチＳ _ｆｌｙが比較的重要でなく閉じられたときの１次巻線Ｌ _ｐ内で誘発された電圧。 スイッチＳ _ｆｌｙがその後開かれたとき、変圧器内に蓄積された磁気エネルギーからはるかに高い電圧が作成される。

短時間の伝導の後にスイッチＳ _ｆｌｙが開くとき、蓄積キャパシタＣ _{ｓｔｏｒａｇｅ}は２次巻線Ｌ _３から分離される。 この前に有限量の電流が２次巻線Ｌ _３を通って流れており、これは変圧器内に蓄積された磁気エネルギー量に関連する。 ２次巻線Ｌ _３の瞬間の分離は、逆の極性にある２次巻線Ｌ _３および１次巻線Ｌ _２の両方にわたって、大きな電圧（負荷がなく構成要素が理想的である場合は無限に大きな電圧）を誘発する。 ダイオードＤ _５は逆バイアスになり、ダイオードＤ _６は順バイアスになる。 変圧器内に蓄積されたエネルギーは、高電圧の形態でＣ _３へ移送される。 到達した電圧は、スイッチが開くとき変圧器内にどれだけの量のエネルギーが蓄積されたか（すなわちどれだけの量の電流が２次巻線でも流れているか）により判断される。

変圧器内に蓄積されたエネルギーにより誘発された逆電圧が０Ｖに減少するとき、Ｃ _３の電圧はダイオードＤ _６を逆バイアスに、ダイオードＤ _５を順バイアスにする。 Ｃ _３内に蓄積されたエネルギーはＣ _４に移送され、それを高電圧に充電する。 この電圧がＤＥＧの電圧より大きい場合、ダイオードＤは順バイアスでありＤＥＧは充電される。

ＤＥＧシステムは、長期間使用しなかった後に漏出によりＤＥＧが放電された後にそれを再設定する、システムのユーザによる手動操作のための設定スイッチをさらに有してもよい。 その後、いずれのさらなる介入なしに電力生成および変換が起こる。 代わりにシステムを、例えば公知の自己検出技術を用いてＤＥＧの振動を自動的に検出し、ＤＥＧの一度限りの再設定を自動的に起動させるよう構成してもよい。 しかし、これはより多くの電力を消費するであろう。

１つまたは複数の変圧器を必要とするあらゆるコンバータで、変圧器は常にコンバータの最も大きく最も重い構成要素である。 本発明の双方向コンバータ、および双方向コンバータを備えるＤＥＧシステムは、第１の方向で電圧を降圧、および第２の方向で電圧を昇圧の反対方向の両方に単一の変圧器を使用し、よって２つの変圧器を必要としうる先行技術を上回るかなりのサイズおよび重量の減少を達成する。

パッシブコンバータおよびただ１つのアクティブコンバータを有する本発明の双方向コンバータはまた、最小の制御要求によって比較的単純である。 これはシステムのコストおよびサイズを最小化し、それで例えばそれを小さな持ち運び可能なエネルギー回収装置内で使用可能である。 よって双方向コンバータは、外部の設定源の必要なしに相対的に単純および低コストの自己設定誘電エラストマ発電機システムを可能にする。 すなわち、ＤＥＧにより発生され、ＤＥＧの設定に必要とされる電気エネルギーを、それぞれ（例えば単純な蓄積キャパシタを備えてもよい）変圧器の２次側に接続された同一の回路へ供給および同一の回路から調達可能である。

本発明はまた自己検出回路と互換性があり、自己検出回路を外部のセンサなしにＤＥＡの電気的および／または機械的特性に関するフィードバックを得るのに使用してもよい。 特に、本発明のパッシブおよび／または双方向コンバータを使用したＤＥＧの充電および／または放電は電圧および電流の変化を引き起こし、この変化を、例えば国際特許公開第ＷＯ２０１０／０９５９６０号明細書に開示されたようにＤＥＡの状態の推定値を得るため測定可能である。

図１９は、図１４のものと同様の本発明によるパッシブ単方向コンバータの他の実施形態を示す。 この例でコンバータは再度、他の実施形態の変圧器ではなくインダクタＬ _１を備える。 可変キャパシタＣ _ｉｎはＤＥＧを示し、キャパシタＣ _Ｌは大型低電圧キャパシタが望ましい。 しかしこの実施形態では、パッシブスイッチング構成要素Ｓ _１はブレークオーバダイオードを備え、従って図１４の逆阻止ダイオードＤ _１は省かれる。

インダクタＬ _１はＤＥＧが放電するときコンバータ内の電流を制限するのに十分大きい必要があり、ＤＥＧに同調するべきである。

ＤＥＧ Ｃ _ｉｎは、伸ばされるときに充電される。 それが弛緩するとき、電圧は上昇する。 ＤＥＧ電圧がブレークオーバダイオードＳ _１のブレークオーバ電圧に達すると、ダイオードのスイッチが入り、ＤＥＧが放電されるまで伝導する。 キャパシタＣ _Ｌは少量充電されるが、より重大に磁気エネルギーがインダクタＬ _１内に蓄積される。 ＤＥＧが放電されると、インダクタＬ _１内の磁気エネルギーが、電流がバイパスダイオードＤ _２を通ってキャパシタＣ _Ｌ内に流れる状態を引き起こす。 理想的なシステムではエネルギーが節約され、それで低電圧キャパシタＣ _Ｌは最終的に全てのエネルギーをＤＥＧから得る。 実際には回路内に損失があり、それでエネルギーの全ては移送されない。 初期の試作品は半分を超えるエネルギーが移送可能であることを示したが、注意深い設計および構成要素の選択でより大きい効率を達成可能であると期待される。

よってこの回路は、わずか３つの構成要素（ブレークオーバダイオード、バイパスダイオード、および降圧インダクタ）を使用して、ＤＥＧのような高電圧キャパシタから低電圧蓄積キャパシタへのエネルギーの効率的な移送を達成することが可能である。 閾値電圧に達したときコンバータは自動的に起動し、誘導性構成要素の必要とされるサイズを減少させるのに、誘導的降圧の代わりに容量性を利用する。 それはまた、高リーク電流ダイオードでもよく作用する。 構成要素の数の少なさならびにそれらの性能上の必要条件の緩和によって、この回路はコンパクトで、持ち運び可能な発電機装置内でエネルギーを効果的に降圧する比較的安価な方法である。

図２０は図１９の実施形態の変形を示し、この図ではコンバータ回路が供給電圧に接続され、供給電圧は効率を高めるため低電圧キャパシタＣ _Ｌを最初の値へ充電するのに使用可能である。 コンバータの効率は、出力キャパシタＣ _Ｌの電圧の、ダイオードおよび他の寄生的抵抗による損失電圧に対する比率により、部分的に決定される。

図２１は図１９の実施形態の他の類似の変形であり、この図ではコンバータが電池Ｖ _{ｂａｔｔｅｒｙ}に直接接続され、電池Ｖ _{ｂａｔｔｅｒｙ}はＤＥＧにより充電され、一方でまた出力電極Ｖ _ｏｕｔを介して他の回路または構成要素に電力を潜在的に供給する。 電池の内部抵抗によって、コンバータが供給する高電流を受け取るのにある種の電池／キャパシタの組み合わせが必要とされるかもしれない。

図１９のコンバータの適用例が、図２２の概略図で、常時充電取得回路の形態で提供される。 回路は、４つの誘電エラストマ発電機（ＤＥＧ１〜ＤＥＧ４）および本発明による２つのコンバータを有する（ＤＥＧ１に接続されたＬ _１ 、Ｄ _１およびＳ _１ 、およびＤＥＧ４にそれぞれ接続されたＬ _２ 、Ｄ _２およびＳ _２を有する）。

この回路で、ＤＥＧ１および２はＤＥＧ３および４と位相外れであるよう物理的に配置される。 すなわち、ＤＥＧ３および４が高静電容量から低静電容量に動くとき、同時にＤＥＧ１および２は低静電容量から高静電容量に動く。 回路が作用するには、静電容量の差は２つの要素より大きくあるべきである。

ＤＥＧ１および２が両方とも高い静電容量状態に充電されているとき、ＤＥＧ３および４は低い静電容量状態にあり、それらに充電されていない。 発電機がＤＥＧ１および２の両方を変形して低い静電容量状態に弛緩するとき、それらの電圧は上昇する。 ある時点で電圧はブレークオーバダイオードＳ _１およびＳ _２のそれを超え、そしてＤＥＧ１は低電圧出力キャパシタＣ _１内に放電する。 ＤＥＧ２は、直列構成にあるＤＥＧ３およびＤＥＧ４内へ放電する。 中央のインダクタＬ _３は、効率的および完全な充電移送を確実にする。 発電機の変形の方向はそれから逆転され、サイクルが続く。 この取得者を中央の１対のＤＥＧとして見ることができ、中央の１対のＤＥＧは高電圧充電のパケットを前後に渡し、常に等しいまたはより大きい充電のパッケージを降圧コンバータへ出力する。 降圧コンバータ回路は、充電パケットを降圧する前にそのエネルギーを増大する。 このようにして発電機は、低電圧からＤＥＧの再設定の必要なしに、またはリミットスイッチ、アクティブスイッチ、マイクロコントローラ、または保護回路の必要なしに、非常に効果的な常時充電サイクルに従う。 すなわち、エネルギー取得回路は、降圧回路ならびにパッシブコンバータのブレークオーバダイオードがエネルギー移送メカニズムならびに変形センサ（ＤＥＧに接続されるとき）の両方としてはたらくような方法で、降圧回路ならびにパッシブコンバータのブレークオーバダイオードの利点を享受する。

よって図２２の回路は、対および片方の相で作動する４つの誘電エラストマ発電機からエネルギーを得る。 回路は、発電機の再設定充電が高電圧の形態で蓄積される、キーの区別を伴う常時充電サイクルを使用する。 最大の損失が高および低電圧エネルギー間の転換内でもたらされるので、これはシステムの効率を向上する。 この回路の主な利点は、それがアクティブなスイッチング、検出および制御の必要なしに完全に作動することである。 これはそれを、先行技術の低電力取得回路よりもコンパクトで安価および効率的にし、よって持ち運び可能な電力生成に、より適切にする。

この回路はまた、インダクタをなくすため１つの側を１つのＤＥＧで置き換えることによって変更可能である。

出力キャパシタＣ _１およびＣ _２による蓄積のためにエネルギーを変換するのではなく、コンバータを代わりに、例えば図２３に示されるように電池Ｖ _{ｂａｔｔｅｒｙ１}およびＶ _{ｂａｔｔｅｒｙ２}を充電するよう適応してもよい。

図１９〜図２３の回路（および可能性として前述の他の本発明の実施形態）を、例えば人工筋肉またはスマートアパレルまたは分散センサの誘電エラストマ発電機から効果的に電力を生成するのに使用してもよい。 具体的な適用は、例えば携帯電話の範囲拡張器、自己発電医療モニタ、または加熱、冷却、順応または照明される履物を含みうる。

図２４は本発明による回路の特定の実施形態を示し、この実施形態を例えば電気抵抗ヒータＲ _１およびＲ _２に電力を提供するのに使用してもよい。 抵抗ジュールヒータは、出力キャパシタＣ _１およびＣ _２を置き換える。 このヒータ回路は図２２の取得回路を使用するが、電力の降圧の代わりにそれが直接熱に変換される。 従って、図２２の回路のインダクタＬ _１およびＬ _２およびフリーホイールダイオードＤ _１およびＤ _２を有する降圧部を省略する。 これは、例えば靴または他のアクティブに加熱される衣服のための熱発生器を製作するすばらしい方法である。 繰り返すが、アクティブ制御、検出、またはスイッチの必要はない。

この例の回路は、（例えば靴の中に設けられ、歩行または走行中ヒールの衝突で変形することによりエネルギーを発生させる）ＤＥＧから熱を発生させるコンパクトで効率的な手段と、損失が単純により多くの熱を生成するおまけを提供する。

記述した差を除いて、図２３および図２４の回路は、そうでなければ前に詳述したように図２２のそれと同様に作動する。

さらなる実施形態で、本発明は、時変電源のパッシブコンバータ回路を提供する。 時変電源は、時間特性を有する。 読者は、種々の適用に関する種々の時間特性に気付くだろう。 例えば、適用は特徴的な平均期間で刺激されるＤＥＧかもしれない。 ＤＥＧを、多数の人々の歩行運動からエネルギーを回収するのに使用するよう設計してもよく、特徴的な力および／またはサッカーの時間があるかもしれない。 ＤＥＧ出力はまた、コンバータ回路を通したＤＥＧの放電に関して、特徴的な静電容量または静電容量の範囲、および特徴的な時定数を有するかもしれない。 時間特性またはパラメータのさらなる例が、読者に明らかになる。

さらなる実施形態で、パッシブコンバータは、負荷または電力蓄積装置に関連する静電容量と直列のインダクタンスを有する。 負荷または電力蓄積装置を通る電圧が所定の電圧または電圧の範囲内であるように、インダクタンスおよび／または静電容量を、電源の時間特性に関して選択可能である。 １つの実施形態では、電圧はインダクタンス、静電容量および供給信号の時間パラメータにより決定される。 読者が理解するように、直列の装置を通るのと同一である電流の解決策は、所定の電圧または電圧の範囲のための適切なインダクタンスまたは静電容量、または組み合わせを決定することである。 これらの実施形態は、複雑性が低いコンバータ回路を使用する電源の時変特性の利点を享受する。

さらなる実施形態で、本明細書に記載された回路が、ダイオードを通る電圧がダイオード内のブレークオーバまたは他の影響を引き起こすのに十分になることを防ぐ、充電の蓄積を妨げるＤＥＧの高電圧を放電するパッシブスイッチと共に提供される。 これらのスイッチを、足の打撃が平均よりいくぶん強いときなど、与えられた適用に対しときどきスイッチが入るように構成してもよい。

前述から、受動的にスイッチされるコンバータが提供され、このコンバータは制限されたエネルギー、低電力ＤＣ源からのエネルギーの変換において、先行技術の能動的にスイッチされるコンバータを上回る重要な利点を提供することがわかる。 特に、コンバータはアクティブな構成要素に関して外部または寄生的電源を必要とせず、比較的少数のパッシブ部材を必要とする。 従ってコンバータは軽量および安価であり、特に低電圧負荷へ電力を供給する小規模の誘電エラストマ発電機を伴う使用に適する。 双方向コンバータ回路もまた提供され、最小の制御必要条件のみで双方向の変換を達成するため同一の変圧器を用いて、受動的にスイッチされるコンバータを比較的単純な回路内でアクティブコンバータと組み合わせる。 パッシブコンバータを有する新規のエネルギー取得および加熱回路もまた開示され、アクティブ制御、検出またはスイッチングの必要をなくす。

本発明を例示の目的で、および可能な実施形態およびその適用例に関連して記載したが、本発明の範囲から逸脱することなくそれらに修正または改良をしうることを理解すべきである。 例えば、パッシブコンバータを含む回路を、出力キャパシタまたは電池の過充電を避ける付加的な回路を包含すること、および／またはまたは充電の蓄積、およびＤＥＧ間のブレークオーバダイオードを通る電圧の減少を防ぐため時折ＤＥＧをアースにショートさせるよう機械的に稼働されうるスイッチを有することにより、変更してもよい。 本発明は、本出願の明細書内で個別にまたは集合的に述べまたは示す部品、構成要素および機能の中に、前記の部品、構成要素および機能の２つ以上の組み合わせのいくつかまたは全ての中にあると広くいいうる。 さらに、公知の均等物を有する本発明の具体的な構成要素または完全体に言及する場合、そのような均等物は個々に述べたかのように本明細書内に含まれる。

文脈が明らかに他を必要とする場合を除いて、本明細書全体で、「備える」、「有する」などの語は排他的または網羅的な意味とは反対に、包含的な意味、すなわち「を含むが、それらに限定されない」という意味で解釈されるべきである。

本明細書全体中のあらゆる先行技術の記述は、そのような先行技術が広く知られ、またはこの分野で共通の一般的知識の一部を形成すると認めるとみなされるべきでは全くない。