本发明涉及宽带RF通信系统，特别涉及一种能够是满足MB-OFDM 超宽带标准的频率综合器。

无线UWB技术主要用于实现短距离、超高速的无线通信，其传输距 离目前一^:在10m以内，传输速率可以达到480Mb/s甚至更高。UWB高 传输速率、低功耗且不干扰已有无线系统的特点，使得UWB成为现在及未 来五年内的热点。
美国联邦通讯委员会（FCC )为UWB划分的频谱范围为 3.1GHz-10.6GHz,发射功率谱密度不得大于-41.2 dBm/MHz。鉴于工艺的限 制和高频的设计难度，初始的兴趣集中于3.1GHz-4.9GHz的应用。WiMedia 联盟的多频带正交频分复用超宽带（以下简称MB-OFDM UWB )标准规定， OFDM信号由128个子载波组成，这些载波占用528MHz，所以子载波间 隔为4.125MHz。因为载波间隔为4.125MHz,导致OFDM符号长度必须是 l/4.125e6=242.42ns。考虑到符号间干扰，最好总的OFDM符号长度是 312.5ns。 128个子载波的5个频带边缘被设置为零，从而实际的占用带宽仅 仅是507.375MHz (略宽于所要求的500MHz )。
UWB频谱从3.1-10.6-GHz被分为14个频带，每个频带528MHz,暗 示了有14个载波频率。这些频率被进一步分组，每组有两个或三个相邻的 频带，请参阅图1所示。
截至目前，国外关于MB-OFDM UWB频率综合器（简称频综）的研究 基本上可以分为3类：（1)每一个频率都需要一个独立的PLL,频率之间 的切换通过多路选"^器来实现；（2)仅用1个或2个PLL，通过采用混频器来实现各个所需频率的产生，最后频率之间的切换通过多路选择器来实
现；（3)方案类似于（2)，不同点在于避免了多路选择器的使用，取而代 之的是直接数字式频率合成器（Direct Digital Synthesizer,简称DDS )技术。 国内关于MB-OFDM频综的研究成果仅有西安交通大学微电子所博士生在 2005年所做的基于方案（2)的电路仿真结果，发表于正EE亚太会议；其 他高校或研究所目前也正投入力量研究与设计UWB频综芯片，如复旦大学 微电子系。
UWB设计中最具有挑战性的部分是频率综合器。此频率综合器需要在 保持频谱纯度的同时，能够在9.47ns内从一个载波跳变到另一个载波。
传统的方式是依靠改变分频比实现频率合成的，锁相环式频率合成器 已经无法满足Multiband UWB小于9ns跳频时间的要求，现有方式中采用 直接频率合成的方法：即通过混频和分频的方法直接得到各个频带的频率， 这种频率合成方法的跳频时间只取决于开关的时间，可以满足UWB快速跳 频的要求。
而在直接频率合成方法中所使用的混频器一般为单边带（Single Side Band,简称SSB)混频器。该SSB混频器除了具有可观的面积和功耗需求 之外，还典型地产生含有显著"毛刺"（即不需要的频率成分）的输出信号。 当多路SSB混频器被级联连接时，不需要的毛刺成分被极大地提高，严重 影响了输出信号的频谱纯度。此外，因为一次产生仅仅一个单一的所需的 频率，所以系统设计需要确保校正频率在需要的时候是有效且稳定的，这 无疑增加了 SSB混频器的线性度与隔离度要求，以便减弱所需频率受到的 干扰。
目前工业界的一种实现14个载波频率的主流方法如图2所示，由本地 锁相环路（未示出）产生的16.896GHz信号经过除二分频器201产生 8.448GHz正交差分信号，该差分信号驱动下一级除二分频器202，同时该 正交差分信号驱动第一多路选择器MUX 208 (Multiplexer,简称MUX); 8.448GHz信号经过除二分频器202产生4.224GHz正交差分信号，该差分信号驱动下一级除二分频器203，同时该正交差分信号驱动第一多路选择器 MUX208与第二多路选择器MUX207; 4.224GHz信号经过除二分频器203 产生2.112GHz正交差分信号，该差分信号驱动下一级除二分频器204，同 时该正交差分信号驱动第二多路选择器MUX207; 2.112GHz信号经过除二 分频器204产生1.056GHz正交差分信号，该差分信号驱动下一级除二分频 器205,同时该正交差分信号驱动第二多路选择器MUX207; 1.056GHz信 号经过除二分频器205产生0.528GHz正交差分信号，该差分信号分别驱动 下一级除二分频器210与除八分频器206来分别产生0.264GHz与0.066GHz 信号，同时该正交差分信号驱动第一SSB混频器211;第一SSB混频器211 的另一个输入端为第二多路选择器MUX207输出的4.224GHz、 2.112GHz、 1.056GHz三个频率中的一个，所述频率由控制端的三路高低电平来选择决 定；第一SSB混频器211的输出，经过一个除二分频器212产生正交差分 输出信号，给第三多路选择器MUX 209;第三多路选择器MUX 209的另 一个输入端为上面产生的0.264GHz信号；第二多路选择器MUX 208与第 三多路选择器MUX209的输出信号送于第二 SSB混频器213，通过执行频 率相加与相减操作，从而最终产生正交差分输出的14个频率，具体操作关 系见图9的频率转换关系表，不再详述。上述方案被应用于AlereonAL5000 芯片中，满足ECMA-368标准要求。但是该方案的缺点是正交信号的准确 性依赖单边带混频器，版图的失配与工艺的偏差等因素均可能引起载波信 号的正交相位偏移与幅度失衡。而载波的正交信号的不准确， 一方面将增 加直接变频接收机的设计难度、恶化接收机性能，另一方面也会影响发射 机性能、4吏得误差向量幅度（Error Vector Magnitude,简称EVM)值不满 足系统要求。

本发明的主要目的在于，提供一种基于多频带正交频分复用超宽带的 全频带频率产生器，以及，以产生UWB频谱被分为14个频带的载频频率。本发明的又一目的在于，提供一种频率合成方法，用于产生多频带正交频分复用超宽带的14个载频频率。
本发明的目的及解决其技术问题是采用以下技术方案来实现的。依据本发明提出的一种频率综合器，用于产生多频带正交频分复用超宽带的多
个载频频率，该频率综合器包括： 一外部晶振，用于产生一参考信号；一鉴频鉴相器与电荷泵，接收所述参考信号，并将所述参考信号与第二频率信号进行比较，以产生一电流信号； 一环路滤波器，接收所述电流信号产生一电压信号； 一宽带正交压控振荡器，接收所述电压信号，以产生频带組之一的中心频率； 一预分频器，用于对所述中心频率在不同频带组的中心频率间的切换，以产生一预分频率信号； 一第一分频器，接收所述的预分频率信号，将该预分频率信号除以第一整数以产生第一频率信号； 一第二分频器，接收所述第一频率信号，将该第一频率信号除以第二整数以产生所述第二频率信号； 一多相选择器，用于产生相对于所述中心频率的不同相位频率信号； 一第一混频器，用于将所述中心频率与所述不同相位频率信号进行混频处理，以获得第一混频信号。
其中进一步包括一第二混频器，用于将所述第一频率信号和预分频率信号进行混频处理，以产生一第二混频信号。
其中进一步包括一多相滤波器，接收所述第二混频信号，从而产生正交的第二混频信号以驱动所述多相选择器。
其中所述第 一混频信号为中心频率分组内的频率信号。其中所述的第 一分频器为除三分频器，所述第二分频器为除四分频器。其中所述的第一分频器为除三分频器，所述第二分频器由除四分频器和除二分频器组成，其中除二分频器连接在除四分频器和鉴频鉴相器与电荷泵之间。
其中所述的第 一混频器为单边带混频器，所述第二混频器为双边带混频器。
其中所述的宽带正交压控振荡器是由两个宽带压控振荡器耦合成，中宽带压控振荡器是在负阻型电感电容基础上并联连接电感调谐网络，N
位电容调谐网络以及变容管网络构成，其中N为整数。。
其中所述电感调谐网络有五组，用于实现五个频带组中心频率的切换，
其中五组电感值使相应的LC谐振频率对应于五个频带组中心频率。其中所述N位电容调谐网络的电容值是以2的倍数递增。其 中 所 述 五 组 电 感 值 为 ：
= ， 二 ，" = l,2,.."5，CN为整数。
其中所述预分频器由第一组除五、除七、除九分频;漠块和第二组除十一、除十三分频模块组成，并由控制端实现五个不同分频比的高速切换。
其中所述预分频器由第一组除五、除七分频;漠块和第二组除九、除十一、除十三分频^t块组成，并由控制端实现五个不同分频比的高速切换。
其中所述预分频器由除五分频模块、除七分频模块、除九分频模块、除十一分频模块、除十三分频模块组成，并由控制端实现五个不同分频比的高速切换。
本发明的目的及解决其技术问题还采用以下技术方案来实现。依据本发明提出的一种一种频率合成方法，用于产生多频带正交频分复用超宽带的多个载频频率，该方法包括：提供一参考信号，并将所述参考信号与第二频率信号进行比较，以产生一电流信号；将所述电流信号转换成电压信号；将所述电压信号提供给一宽带正交压控振荡器，以产生频带组之一的中心频率；将所述中心频率在不同频带组中进行中心频率切换，并产生一预分频率信号；将所述的预分频率信号除以第一整数以产生第一频率信号，再将该第一频率信号除以第二整数以产生所述第二频率信号；提供相对于所述中心频率的不同相位频率信号；将所述中心频率与所述不同相位频率信号执行第一混频，获得第一混频信号。
其中进一步包括将所述第二频率信号除以第三整数以产生所述第三频率信号，并与所述参考信号比较。
其中进一步包括对所述第 一频率信号和预分频率信号进行混频处理，
以产生一第二混频信号。
其中所述第 一混频信号为中心频率分组内的频率。
借由上述技术方案，本发明的频率综合器至少具有下列优点：
本发明上述结构的优点在于，结构简单化，意^^未着可以节省许多功能
模块，这样耗费的电流必然大幅度下降；尤其是高频模块，工作频率越高就意味着消耗的电流可能越大，否则难以驱动电路，而上述结构较之于传统结构，少了许多SSB混频器，以及其他高速除二预分频器，这样节省了大量的电流。此外，上述结构PLL输出的频率直接一级变频就得到了想要的频率，这同传统结构相比较，频谱纯度更高。虽然528MHz的频率是间接得到的，但是此频率这么低，相比于较高频率下的混频，其可以在低功耗下实现高性能。
本发明上述结构的面积同传统结构的面积相近。因为考虑传统的SSB混频数量不在少数，这样总的电感的数量几乎一样多。
本发明的宽带正交压控振荡器，通过采用电感的选取与否来实现各个频带组之间的切换，同时，MIM (Metal-insulator-metal)电容的粗调谐保证每一个频带组内的中心频率安全覆盖。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图,详细说明如下。

图1示出了 ECMA-368 MB-OFDM UWB标准中的子频带结构的图与主
要国家相应授权使用频段；图2示出了已知的MB-OFDMUWB接收机频率综合器的框图；
图3示出了本发明提出的第一实施方案的频率综合器的框图；
图4示出了本发明的宽带正交压控振荡器的实施例；
图5示出了本发明中的分频器的第一实施例；
图6示出了本发明中的分频器的第二实施例；
图7示出了本发明中的分频器的第三实施例；
图8示出了本发明提出的第二实施方案的频率综合器的框图；
图9示出了图2中SSB混频器的频率操作关系表。

为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效,以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的具体实施方式、结构、特征及其功效，详细i兌明如后。
图1所示为UWB的子频带划分图，从3.1GHz到10.6GHz频段被划分为14个频带（band),该14个频带又被分为6个频带组。为了更好的说明本发明的实施方式，本发明以ECMA-368第一版标准为参考以针对5个频带组为实施例，但并不局限于此频带组划分方式。从图1中可以看到14个频带从频率低到高被划分为5个组，任意两个相邻的频带间隔有一基本频带528MHz，每个频带组的中心频率分别f0(MHz)=3960 (频带组1 )、 5544(频带组2)、 7128 (频带组3)、 8712 (频带组4)、 10296 (频带组5)。
图3示出了本发明提出的14个频率产生器的结构框图的第一实施例。该频率综合器包括： 一外部晶振301, —鉴频鉴相器与电荷泵302， 一环路滤波器303， 一宽带正交压控振荡器304， 一第一SSB混频器305， 一多相(Multi-phase)选择器306, —高速多模预分频器307, —除三分频器308,一除四分频器309, —第二混频器310，以及一多相滤波器311。
其中外部晶振301产生一66MHz的参考信号，该信号与除四分频器309反馈回来的66MHz信号一起传递给鉴频鉴相器与电荷泵302,鉴频鉴相器与电荷泵302通过比较所述参考信号与所述反馈信号之间的相位差与频率差，将误差信号转换为电荷泵的抽取电流或输出电流，该电流流经下一级的环路滤波器303,产生一个受误差调制的电压信号U，该电压信号经过环路滤波器303，传递给宽带正交压控振荡器304产生一个正交频率输出f0,该频率为5个频带组中心频率之一；宽带正交压控振荡器304通过所述频率信号驱动单边带（SSB)混频器305，同时又通过所述频率信号驱动高速多模预分频器307;多选择器306通过外部控制信号SEL2指令控制下输出-528MHz、 0、十528MHz三个频率信号，该频率信号是相对于所述中心频率的不同相位频率信号，最终通过单边带混频器305实现输入频率fo与528MHz正交信号的频率相加与相减操作，从而输出fo - 528Mhz, fo, f0+528MHz三个频带的第一混频信号。其中所述的控制信号SEL2,在本实施例中为3位数字信号，此处数字信号即为高低电平来分别表示"0"与'T，状态，例如在1.8V电压供电的电路中，数字信号的O"与"1"两个状态分别对应OV与1.8V两种直流电平，通过其不同的高低电平组合形式来表征多相选择器306输出信号的不同相位状态，分别是领先180度、落后180度或者直流信号，此处相位是相对于305的另一个输入端信号的相位。在本实施例中混频器305为普通的双平衡吉尔伯特单元。
图4示出了本发明的宽带正交压控振荡器304为两个所述宽带压控振荡器405互相耦合而成，其中两个相同的LC振荡器通过有源器件，即图4中的差分对晶体管耦合在一起，使得它们的输出信号相位相差90度。所述耦合方式为传统的电压耦合，来实现相位的正交钳制，从而实现正交频率的产生。
请继续参阅图4,其中进一步给出了一组本发明宽带压控振荡器405的电路结构。该压控振荡器405在传统负阻型电感电容压控振荡器基础上，增加5组电感调谐网络401，与普通的w位电容调谐网络402 —起实现宽带的粗调谐；其中w位电容调谐网络402中的w位电容的容值从小至大依次存在2倍的倍数关系；其中电感调谐网络401的5组电感（丄p丄2, £3, £4,丄5)感值近似由/0对应的5组中心频率和"位电容调谐网络402的前（《-1 )位容值依据下面公式计算：
/0=~~,1 ,fl = l,2,.."5,C(0M/=C + 2*C + 4*C +〜+ ("-1)*C ,其中n为整数；
该实施例中的宽带压控振荡器405的变容管器件403为精调谐网络，变容管的容值随着控制电压F^t逐渐增大而减小，从而导致电感电容谐振网络的谐振频率逐渐增加，实现压控振荡器405的频率的精调谐；其中有源器件MrM4构成的负阻单元404,对电感电容谐振网络进行能量补充，维持其稳定振荡。根据图4的连接关系可看出所述宽带压控振荡器405是在负阻型电感电容基础上并联连接电感调谐网络，N位电容调谐网络以及变容管网络构成。
在图3所示的实施例中，中心频率fo是在不同频带组中心频率间的切换，通过对本地高速多模预分频器307的控制来实现的。
图5示出了高速多模预分频器307的第一实施案例具体实现框图。其中中心频率fo传输给高速多模预分频器307之后，被分成两组，第一组被送于实现除五、除七、除九分频的功能模块，第二组被送于实现除十一、除十三分频的功能模块；上述除五、除七、除九为通过与非或门和触发器组合实现的单一分频功能模块，除十一、除十三也是为通过与非或门和触发器组合实现的单一分频功能模块，这些分频功能模块皆为已经固定可用的独立模块，如传统的电流模逻辑实现的高速预分频模块；通过5位数字信号的控制总线SEL3实现5、 7、 9、 11、 13五个不同分频比的高速切换，例如当5位数字信号为"10000"状态时表示选中除五分频模块，其余模块则处于休眠状态；当数字电平为"01000"时表示选中除七分频模块；其中的"0"和"1"分别对应电路中的低电平和高电平，如0V和1.8V，不同的高低电平组合状态分别表征选中不同的分频模块，每次仅选中 一个分频模块工作，其余分频模块则处于无输入信号接入的休眠状态；切换时间为控制端信号的高低电平转换时间，通常在纳秒级。这样，/o对应的5个频率3960 (频带组1)、 5544 (频带组2)、 7128 (频带组3)、 8712 (频带组4)、 10296 (频带组5 )经过307分频之后得到792MHz信号（即3960/5 =5544/7 =7128/9 =8712/11 =10296/13 =792 )。
在上述实施例中，高速多模预分频器307分成两组，是因为5、 7、 9 和ll、 13分别可以通过与非或门和触发器之间的组合实现，这样既节省硬 件成本与功耗，也同时使得电路的实现因为紧凑而变得更为可靠。该预分 频器在两组分类模式上还有其它实施方式，具体如下。
图6示出了高速多模预分频器307的第二实施例，第一组实现除五、 除七分频功能，第二组实现除九、除十一、除十三分频功能。该实施例中 之所以没有将5、 7、 9、 11、 13 —起通过与非或门和触发器之间的组合实 现，或者将5、 7、 9、 11、 13其中相邻的4个分频功能通过与非或门和触 发器之间的组合实现，是考虑了硬件实现起来过于复杂而无法接受，以及 不必要性，因为某一时刻只需要一个分频值起作用。
图7示出了高速多模预分频器307的第三实施例，当输入信号传输给 高速多模预分频器307之后，被分成5组，分别送于实现除五、除七、除 九、除十一、除十三分频的功能模块；通过5位数字信号的控制总线SEL3 实现五、七、九、十一、十三这五个不同分频比的高速切换，例如当5位 数字信号为"10000"状态时表示选中除五分频模块，其余模块则处于休眠 状态；当数字电平为"01000"时表示选中除七分频模块；其中的"0"和 'T'分别对应电路中的低电平和高电平，如0V和1.8V,不同的高低电平 组合状态分别表征选中不同的分频模块，每次仅选中 一个分频模块工作， 其余分频模块则处于无输入信号接入的休眠状态；切换时间为控制端信号 的高低电平转换时间，通常在纳秒级。
上述高速多模预分频器307的第三实施案例相比于高速多模预分频器 307的第一、第二实施案例，区别在于将除五、除七、除九、除十一、除十 三分频同时独立实现，而没有进行相邻分频功能的整合，本发明实施例中 的除五、除七、除九可以通过与非或门和触发器之间的组合实现为一个单
14一功能模块；相比于前两种实施案例，第三实施案例的实现由于不需要将 相邻分频整合，因此设计难度减小，但由于没有相邻分频整合硬件成本与 功耗也将会有所增加。
在图3所示的实施例中，进一步将所述高速多;f莫预分频器307输出的 792MHz的预分频信号与其经过除三分频器308产生264MHz的第一分频信 号一起经过混频器310将792MHz信号与264MHz信号进行相减，从而产 生528MHz的第二混频信号；其中混频器310不是单边带（SSB )混频器， 而是传统的双边带混频器，通过负载滤波实现频率的选择；其中混频器310 的输出信号再经过多相滤波器（PPF) 311，,人而产生正交的528MHz的正 交第二混频信号输出，驱动多相选择器306。在本实施例中混频器310为普 通的双平衡吉尔伯特单元。
本发明实施例的高速多才莫预分频器307还可以通过采用TSPC (truesingle phase clock)与CML ( Current Mode Logic )方式,可以实现在 2-10-GHz范围内的分频功能。
另外，除四分频器309输入经由除三分频器308产生的264MHz信号， 对该信号分频产生66MHz的第二分频信号，送到鉴频鉴相器与电荷泵302 与外部晶振301提供的参考信号比较，通过将两者之间的频率与相位误差 不断放大来控制最终输出频率fQ,从而在锁相环路技术下锁定f0。
图8示出了本发明提出的14个频率产生器的结构框图的第二实施例。 当外部晶振301提供一 33MHz的频率时，该第二实施例是在图3实施例的 基础上又增加一除二频分器，其他元器件的工作原理同图3实施例，在此 不再复述，该实施例仅是本发明的一种变换方式，但并不局限于此。
从上述实施例中可以看出，本发明的用于多频带正交频分复用超宽带 (MB-OFDMUWB)的全频带频率产生器。它通过一个锁相环和一个主要的 单边带（SSB )混频器产生了满足多频带正交频分复用超宽带要求的全部的 14个频率。其通过一次主要的单边带混频来产生一个频带分组内的3个频 率，频带分组内频率之间的切换通过外部数字信号加以控制，频率的切换
15时间依赖开关的切换时间；同时，通过控制预分频器的分频比来产生不同 频带分组内的频率，频带分组之间的切换通过外部数字信号加以控制；其 中频带分组内的中心频率由本地正交压控振荡器产生。
从本发明的上述两个实施例图3和图8来看，较之已经见诸于传统结 构，最大区别在于在单一的PLL内通过一次主要的混频就实现了各个频带 组内想要的频率，并且克服了背景技术中指出的缺点。本发明的关键在于 抓住了 MB-OFDM物理层协议的要点，即9.47ns是指频带组内的3个频率 之间的切换时间（hoppingtime )，而非指各个频带组之间的切换时间（此时 间远大于普通PLL的锁定时间）。所以，上述结构中，PLL每次锁定在各个 频带组的中心频率，通过控制多相选择器306的输入，使得单边带（SSB) 混频器输出频带组内的3个频率，频率的切换时间还取决于多相选择器306 的开关切换时间，这一点类似于传统的设计。但是此结构所产生的频带组 内的各频率，由于只经过了一次主要的变频，所以非常纯净。频带组之间 的切换则是通过控制多模预分频器307来完成，使其在两组预分频器中选 择， 一组是实现除5或除7或除9功能，另一组则是除11或除13功能。 在本实施例中该两组5、 7、 9和11、 13分别可以通过与非或门以及触发器 之间的组合实现。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式 上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发 明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可 利用上述揭示的方法及技术内容作出些许的更动或^务饰为等同变化的等效 实施例，但是凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质 对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技 术方案的范围内。
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