技术领域
[0001] 本实用新型涉及谐振变换器的应用技术领域，特别是涉及一种功率因数校正电路及
开关电源。
背景技术
[0002] 随着
电子技术的快速发展，开关电源也随之发展。目前LCC谐振变换器广泛应用于开关电源，这是由于LCC谐振变换器在负载变化较大时，
频率变化仍很小，且全负载范围内切换可以实现零
电压转换(ZVS)，使
开关损耗和噪音可大幅度的减少，从而使人们在
能源使用过程中减少损耗和对环境造成的影响。
[0003] 为保证电源的高效率低功耗，LCC谐振变换器线路必须工作在谐振点附近，这时LCC谐振变换器需要相对稳定的输入电压，当LLC谐振变换器应用在宽范围
输出电压的电源中时(如中、大型充电充电器之类电源中)，电源的输出电压是变化的。然而，现有的LLC谐振变换器直接应用到该宽范围的输出电压，当输出电压降低时，尤其降到该范围的最低值时，而LLC谐振变换器的输入电压因PFC固定反馈不会改变,导致LLC谐振变换器严重偏离谐振点，造成LCC谐振变换器线路的开关MOSFET管的损耗增加而发热，长时间发热甚至会导致开关MOSFFT管热损害，造成开关的损害。实用新型内容
[0004] 基于此，有必要提供一种功率因数校正电路，用于当LLC谐振变换器应用在宽范围输出电压的电源中时，提供相对应的LLC谐振变换器输入电压，以减缓LLC谐振变换器在电源输出电压降低时偏移谐振点的程度，从而保证电源的高效率、低功耗。
[0005] 一种功率因数校正电路，包括电压检测电路、调节电路、反馈电路、反馈
控制器；所述电压检测电路包括顺序
串联于电源输出正端和电源输出负端之间的第一分压单元和第二分压单元；所述调节电路包括光电
耦合器和第一
电阻，所述第一电阻与所述光电耦合器的受光器串联组成变阻支路，所述光电耦合器的发光器与所述第二分压单元并联，所述受光器的
电流随电源输出正端和电源输出负端之间的电源输出电压变化，从而改变所述变阻支路的等效电阻；所述反馈电路包括顺序串联于PFC输出正端和PFC输出负端之间的第三分压单元和第四分压单元，所述第四分压单元与所述变阻支路并联，所述反馈控制器的反馈脚接于所述第三分压单元和第四分压单元之间，用于提供第四分压单元上恒定的反馈脚电压，从而使得所述PFC输出正端和PFC输出负端之间的PFC输出电压随所述变阻支路的等效电
阻变化。
[0006] 在其中一个
实施例中，所述第一电阻为多个定值电阻，各定值电阻串联连接。
[0007] 在其中一个实施例中，所述第一分压单元包括稳压
二极管和第二电阻；所述稳压二极管的
阳极连接所述电源输出正端，所述稳压二极管的
阴极连接所述第二电阻的一端，所述第二电阻的另一端连接所述第二分压单元。
[0008] 在其中一个实施例中，所述稳压二极管为多个，各稳压二极管串联连接，所述第二电阻为多个定值电阻，各定值电阻串联连接。
[0009] 在其中一个实施例中，所述第二分压单元包括多个第三电阻，各第三电阻串联连接。
[0010] 在其中一个实施例中，所述第三分压单元包括多个第四电阻，各个第四电阻串联连接。
[0011] 在其中一个实施例中，所述第四分压电路包括第五电阻、第六电阻，所述第五电阻与所述第六电阻并联后再与所述变阻支路并联。
[0012] 在其中一个实施例中，所述第六电阻和/或第五电阻为可变电阻。
[0013] 在其中一个实施例中，所述反馈控制器的型号为UCC28019，所述反馈脚电压为5V。
[0014] 一种开关电源，包括上述任一实施例中功率因数校正电路。
[0015] 上述功率因数校正电路，PFC输出电压(也就是LLC谐振变换器的输入电压)随电源输出电压变化，且通过合理选择第一至第四分压单元及第一电阻的参数，可以将PFC输出电压控制在一个合适的范围，保证LLC谐振变换器的输入电压随电源输出电压变化而相对稳定的变化，从而避免LLC谐振变换器在电源输出电压降低时谐振点的严重偏移，让LLC谐振变换器能够应用在宽范围输出电压电源中，保证电源的高效率、低功耗。
附图说明
[0016] 图1为一实施例中功率因数校正电路的结构
框图；
[0017] 图2为一实施例中功率因数校正电路的电路结构图。
具体实施方式
[0018] 以下针对本实用新型一种功率因数校正电路的各个实施例进行详细的描述。
[0019] 为了便于理解本实用新型，下面将参照相关附图对本实用新型进行更全面的描述。附图中给出了本实用新型的首选实施例。但是，本实用新型可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本实用新型的公开内容更加透彻全面。
[0020] 除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本实用新型的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本实用新型的
说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本实用新型。本文所使用的术语“及/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
[0021] 在一个实施例中，如图1所示，为一实施例中功率因数校正电路的结构框图，功率因数校正电路包括电压检测电路100、调节电路200、反馈电路300、反馈控制器400。电压检测电路100包括顺序串联于电源输出正端和电源输出负端之间的第一分压单元110和第二分压单元120。调节电路200包括光电耦合器210和第一电阻221，第一电阻221与光电耦合器210的受光器212串联组成变阻支路220，光电耦合器210的发光器211与第二分压单元120并联，所述受光器211的电流随电源输出正端和电源输出负端之间的电源输出电压变化，从而改变所述变阻支路220的等效电阻。反馈电路300包括顺序串联于PFC输出正端和PFC输出负端之间的第三分压单元310和第四分压单元320，第四分压单元320与变阻支路220并联，所述反馈控制器400的反馈脚410接于所述第三分压单元310和第四分压单元320之间，用于提供第四分压单元320上恒定的反馈脚电压，从而使得所述PFC输出正端和PFC输出负端之间的PFC输出电压随所述变阻支路220的等效电阻变化。
[0022] 进一步的，光电耦合器210应选择电流传输比相对比较窄的型号，保证在电源输出负端和电源输出正端之间的电源输出电压变化时，光电耦合器210的受光器211的电流也跟着变化，从而改变变阻支路220的等效电阻。当受光器211的电流越大时，所述变阻支路220的等效电阻越小，当受光器211的电流越小时，所述变阻支路220的等效电阻越大，当受光器211的电流小到几乎为零时，所述变阻支路220相当于断路。
[0023] 在本实施例中，功率因数校正电路连接于电源和LCC谐振变换器之间，功率因数校正电路的输入端与电源连接，输出端与LLC谐振变换器连接，PFC输出电压(也就是LLC谐振变换器的输入电压)随电源输出电压变化，且通过合理选择第一分压单元110、第二分压单元120、第三分压单元310、第四分压单元320及第一电阻221的参数，可以将PFC输出电压控制在一个合适的范围，保证LLC谐振变换器的输入电压随电源输出电压变化而相对稳定的变化，从而避免LLC谐振变换器在电源输出电压降低时谐振点的严重偏移，让LLC谐振变换器能够应用在宽范围输出电压电源中，保证电源的高效率、低功耗。
[0024] 下面结合图1和图2所示，为本实用新型一实施例中功率因数校正电路的结构框图和电路结构图。
[0025] 在一个实施例中，所述第一电阻221为多个定值电阻，各定值电阻串联连接。通过实际电路的需求合理选择第一电阻221的阻值可以控制变阻支路220的等效电路改变的范围，从而控制PFC输出电压(LLC谐振变换器输入电压)的范围，保证LLC谐振变换器的输入电压随电源输出电压变化而相对稳定的变化，保证电源的高效率、低功耗。
[0026] 在一个实施例中，第一分压单元110包括稳压二极管D1和第二电阻R2；所述稳压二极管D1的阳极连接所述电源输出正端，稳压二极管D1的阴极连接所述第二电阻R2的一端，第二电阻R2的另一端连接所述第二分压单元120。
[0027] 进一步的，在实际的电路中选择稳压二极管D1和第二电阻R2确定第一分压单元110的参数时，可以选择多个稳压二极管或多个定值电阻进行串联，比如要选择一个15V的稳压二极管，可以通过1个10V的稳压二极管和一个5V的稳压二极管串联替换15V的稳压二极管，可以理解的是，只要能达到实际电路中第一分压单元110所需要的参数要求，稳压二极管D1和第二电阻R2可以做相应的合理调整。
[0028] 在一个实施例中，第二分压单元120包括多个第三电阻120，各第三电阻120串联连接。
[0029] 在一个实施例中，第三分压单元310包括多个第四电阻R4，各个第四电阻R4串联连接。
[0030] 在一个实施例中，第四分压电路320包括第五电阻R5、第六电阻R6，所述第五电阻R5与所述第六电阻R6并联后再与所述变阻支路220并联。
[0031] 在一个实施例中，第六电阻R6和/或第五电阻R5为可变电阻。
[0032] 在一个实施例中，反馈控制器400的型号为UCC28019，所述反馈脚电压为5V。
[0033] 本
申请还提供一种开关电源，包含了上述任一实施例的功率因数校正电路。
[0034] 在一个具体的实施例中，电源技术指标参数为：电源输出电压VOUT＝6V～24V,要求调节的PFC输出电压(即LLC谐振变换器的输入电压)VPFC＝360V～395V，即要求让LLC谐振变换器的输入电压的变化范围稳定控制在10％以内，以满足LLC谐振变换器工作在谐振点附近。
[0035] 在本实施例中，电源输出电压VOUT在6V～24V的范围变化时，通过选择第一分压单元110、第二分压单元120、第三分压单元310、第四分压单元320、第一电阻221的参数，让PFC输出电压VPFC满足在目标范围内变化，即PFC输出电压满足VPFC＝360V～395V。
[0036] 进一步的，如图2所示，本实施例中选用的电子元件及电子元件的参数如下：第一分压单元110包括一个稳压二极管D1和一个第二电阻R2；第二分压单元120包括一个第三电阻R3；第三分压单元310包括4个串联的第四电阻R4；第四分压单元320包括一个第五电阻R5和一个第六电阻R6；光电耦合器210包括一个
发光二极管D2和一个受光
三极管D3，且光电耦合器210选择电流传输比较窄的型号，即电流传输比(CTR)的范围为130％至260％，选取的CTR取中心值；反馈控制器400的型号为UCC28019，提供第四分压单元320上的反馈脚电压VPFC-PB。
[0037] 上述各个电子元件的参数为：
[0038] VD1＝15V,R1＝510KΩ,R2＝10KΩ,R3＝3KΩ,R4＝866KΩ,R5＝51KΩ,R6＝1MΩ,VPFC-PB＝5V,VD2＝1V，CTR＝195％。
[0039] 当电源输出电压为正常输出的时候，电源输出电压为最高输出电压即VOUT＝24V，可以计算出流过发光二极管D2的电流为允许流过受光三极管D3
的电流为ID3＝ID2*CTR＝0.467mA*195％≈0.916mA(2)；由于受光三极管D3的管脚处于饱和导通状态的时候，电压降至0V即VD3＝0V,变阻支路220上的电压等于第四分压单元320上的电 压，变阻 支路 220上的电流等于流过R1的最大电 流，即可以 计算出通过计算式(2)和(3)可以看出流
过受光二极管D3的电流远远大于流过R1的电流，反过来可以说明电源输出电压为最高输出电压时，受光二极管D3的管脚的确是处于导通的状态，这时可以计算出PFC输出电压的最大值为
[0040] 当电源输出电压降低时，流过发光二极管的电流ID2也会越来越小，因此流过受光三极管的电流会越来越小，这时相当于受光三极管的电阻值越来越大，即变阻支路的等效电阻R变的阻值越来越大，因此可以得到当电源输出降低时的计算PFC输出电压公式为：由于电源输出电压越小，R变的阻值越
大，PFC输出电压VPFC'的值越小，所以PFC输出电压VPFC'随电源输出电压降低而降低。
[0041] 当电源输出电压降低到等于稳压二极管的电压值，即电源输出电压VOUT＝15V时，可以计算出流过发光二极管D2的电流为这时受光三极管D3没有电流流过，因此VOUT≤15V时，变阻支路相当于断路，电源输出电压降低15V以下时PFC输出电压为
(7)。
[0042] 在本实施例中，可以看出PFC输出电压VPFC(也就是LLC谐振变换器的输入电压)随电源输出电压VOUT的降低而降低，根据实际电路的需要合理选择电路中的电子元件和电子元件的参数，本实施例让电源输出电压降低到15V时，让PFC输出电压不再随电源输出电压的降低而降低，根据计算式(4)、(5)、(7)可以看出，控制PFC输出电压VPFC在电源输出电压6V-24V大范围内变化时，PFC输出电压VPFC在360V-395V目标范围内变化，360V-395V目标范围的变化范围不超过10％，即将PFC输出电压VPFC(也就是LLC谐振变换器的输入电压)的变化范围控制在10％以内，以保证LLC谐振变换器的输入电压变化随电源输出电压变化而相对稳定的变化，从而避免LLC谐振变换器在电源输出电压降低时谐振点的严重偏移，让LLC谐振变换器能够应用在宽范围输出电压电源中，保证电源的高效率、低功耗。
[0043] 以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
[0044] 以上所述实施例仅表达了本实用新型的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对实用新型
专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型构思的前提下，还可以做出若干
变形和改进，这些都属于本实用新型的保护范围。因此，本实用新型专利的保护范围应以所附
权利要求为准。
