【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル演算手法により入力信号の位相シフトを行う電子式位相回路、さらには、その電子式位相回路の応用により入力信号の無効電力量を計測する電子式無効電力量計に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】無効電力量計では、通常、互いに９０度位相のずれた電圧、電流信号の積を取ることにより無効電力量を求める形式を採る。 従来、主に、この種の無効電力量計において９０度位相シフト用として使用されている位相回路には、変圧器を使用したもの（以下、便宜上、変圧器式位相回路という。）、演算増幅器の積分回路を使用したもの（以下、便宜上、積分式位相回路という。）、ディジタル演算手法を用いた電子式のもの（以下、便宜上、電子式位相回路という。）等が知られている。 これらの原理は次の通りである。

【０００３】まず、変圧器式位相回路は、特に三相３線式の電力給電線で用いられているもので、当該電力給電線の一相の電圧信号と、別の一相の電圧信号のスカラを半分にした信号とのベクトル合成により９０度位相シフトされた信号の生成を実現するものである。

【０００４】また、積分式位相回路は、演算増幅器の帰還回路として付けられた積分回路の時定数利用により電圧信号を９０度位相シフトさせるものである。

【０００５】さらに、電子式位相回路は、フェーズ・ロックド・ループ（ＰＬＬ）回路を備え、このＰＬＬ回路によりアナログ−ディジタル変換（以下、Ａ／Ｄ変換という。）器のサンプル周期を電力給電線の負荷電圧、負荷電流に比例した電圧信号、電流信号に同期させ、サンプルの間隔のある一組の位相差が９０度になるようにサンプル周期を設定し、その９０度位相のずれた箇所のサンプル値に基づいて入力信号よりも９０度だけ位相のずれたアナログ信号を再現する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記した各種の位相回路にはそれぞれ固有の問題点が認められ、どれも十分なものとは言い難いものとなっている。

【０００７】すなわち、変圧器式位相回路は、電力給電線の電圧信号の位相関係を利用しているため、電力給電線の方式が三相３線式に限られる。

【０００８】また、常に電圧の各相が平衡状態にある必要がある。 実際には、振幅、位相関係等は使用環境により変化するものであり、これらが常に一定に保たれるほど安定した給電設備は少ない。 したがって、このような観点からも変圧器式位相回路は汎用性に乏しいと言える。

【０００９】さらに、この変圧器式位相回路は、変圧器利用によるものであることから、電力給電線の周波数変化による特性の変化が大きく、広帯域で使用することが難しいという問題もある。

【００１０】次に、積分式位相回路は、電力給電線の方式にかかわらず使用できる点で前者より優ってはいるものの、入力電圧と出力電圧との比が周波数により変化する周波数特性を持っているため、なんらかの方法で周波数特性を補償する必要があり、回路が複雑になるという問題がある。

【００１１】そして、電子式位相回路にあっては、サンプル間隔を電力給電線の負荷電圧、負荷電流に周波数同期させるようになっているため、入力信号をその１周期単位で考えたとき、Ａ／Ｄ変換器は常に入力信号の同じ点を変換することになる。 したがって、サンプル間隔を入力信号の周期に比べて十分小さく取らないと十分な性能を得ることができない。 このことは、対象が高周波数になるほど性能的に難を生ずることを意味している。

【００１２】ここにおいて、変圧器式ないしは積分式の位相回路における問題は電子式位相回路にあっては指摘されることがなく、前述したサンプリングに関する問題さえ解消されれば、近年のディジタル技術志向に合致した高性能の位相回路を実現することができる。

【００１３】そこで、本発明は上記従来技術の有する問題点に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、サンプル間隔の大小とは別に性能向上を図ることができる電子式位相回路及び同位相回路を応用した電子式無効電力量計を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明の電子式位相回路は、アナログ入力信号をサンプリングし、複数のサンプル値からなるディジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換手段と、上記複数のサンプル値のうち上記入力信号における許容誤差範囲で線形性を保持する領域内のゼロ・クロス点前後のサンプル値に基づいてこのゼロ・クロス点を特定し、その特定ゼロ・クロス点間の時間間隔を求める時間間隔演算手段と、この特定ゼロ・クロス点間時間間隔と位相シフト量との比に基づいて上記入力信号における上記複数のサンプル点に含まれる所定数のサンプル点各々から上記位相シフト量だけずれた時間を割出しその前後のサンプル値から当該位相シフト点のレベル値を求めるレベル演算手段とを備えている。

【００１５】本発明の電子式無効電力量計は、アナログ入力電圧信号及び同電流信号をサンプリングし、それぞれ複数のサンプル値からなるディジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換手段と、上記入力電圧信号及び同電流信号のうちいずれか一方の入力信号に関する上記複数のサンプル値のうちこの一方の入力信号における許容誤差範囲で線形性を保持する領域のゼロ・クロス点前後のサンプル値に基づいてこのゼロ・クロス点を特定し、その特定ゼロ・クロス点間の時間間隔を求める時間間隔演算手段と、この特定ゼロ・クロス点間時間間隔と位相シフト角度９０度との比に基づいて上記一方の入力信号における上記複数のサンプル点に含まれる所定数のサンプル点各々から上記９０度だけずれた時間を割出しその前後のサンプル値から当該位相シフト点のレベル値を求めるレベル演算手段と、他方の入力信号に関する上記複数のサンプル値のうち上記所定数のサンプル点に対応する点のサンプル値とこのレベル演算手段の出力値とを掛合わせることにより電力値として変換する乗算手段とを備えている。

【００１６】

【作用】本発明によれば、ディジタル演算によってサンプル点以外のレベルでも求めることができるから、アナログ入力信号の１周期波形における常に同じ点をサンプルする必要がなく、サンプル点をアナログ入力信号に同期させずアナログ入力信号とは非同期にし、サンプル点を周期毎にずらして波形を満遍なくトレースするサンプリングが可能となるため、そのフィルタ効果によりサンプル間隔の大小とは別に性能向上を図ることができる。
よって、サンプル間隔を入力信号の周期に比べて十分小さく取ることを必須とせず、対象が高周波数になっても十分な性能が得られることとなる。

【００１７】また、本発明無効電力量計ではＡ／Ｄ変換以降の処理をすべてマイクロプロセッサなどによるソフトウエアで実現すると特別な回路を付加することなくディジタル演算式による有効電力量計と同じ回路で実現することができる。

【００１８】

【実施例】以下に本発明の実施例について図面を参照しつつ説明する。

【００１９】まず、図３〜図９を参照し本発明に係わる原理について述べることとする。

【００２０】図３は三相交流電圧信号の１相だけについてサンプリングの様子を示すものである。

【００２１】この図において、は当該電圧信号であり、ｔはその時間軸、Ｔは周期である。 時間軸ｔからその波形上まで延びる破線はサンプル点を示しており、Ｔ
s はサンプル周期である。

【００２２】また、Ｓm-1 ，Ｓm ，Ｓm+1 ，… …，Ｓ
n-1 ，Ｓn ，Ｓn+1 は電力給電線の負荷電圧の瞬時値に比例した電圧信号をＡ／Ｄ変換したディジタル電圧信号がであり、それらのうち、注目されるべきＳm は電圧信号の一つのゼロ・クロス点Ｏ1 の直後に位置するサンプル点のサンプル値からなるディジタル電圧信号、Ｓn
も同じく複数のサンプル点の中の一つであって、電圧信号の一つのゼロ・クロス点Ｏ3 の直前に位置するサンプル点のサンプル値からなるディジタル電圧信号である。

【００２３】さらに、図４、図５を参照すると、電圧信号の周期Ｔは、サンプリング周期Ｔs と、１周期の前後のゼロ・クロス点Ｏ1 ，Ｏ3 とサンプリング点Ｓm ，
Ｓnまでの時間をそれぞれＴd1，Ｔd2としたとき（Ｔd1
については図４、Ｔd2については図５を参照）、周期Ｔ
は、 Ｔ＝Ｔd1＋（ｎ−ｍ）Ｔs ＋Ｔd2 （１） と表すことができる。

【００２４】ここで、サンプリング周期Ｔs が十分小さいとディジタル電圧信号Ｓm-1 とＳm 及びＳn とＳn+1
の間の電圧信号の傾斜の変化は非常に小さく、直線と見做すことができる。 これにより、Ｔd1，Ｔd2は、三角形の相似の条件から、 Ｔd1＝｜Ｓm ｜・Ｔs ／（｜Ｓm-1 ｜＋｜Ｓm ｜） （２） Ｔd2＝｜Ｓn ｜・Ｔs ／（｜Ｓn ｜＋｜Ｓn+1 ｜） （３） と表すことができる。 したがって、電圧信号の周期Ｔ
は、 Ｔ＝（｜Ｓm ｜／（｜Ｓm-1 ｜＋｜Ｓm ｜） ＋ｎ−ｍ ＋｜Ｓn ｜／（｜Ｓn ｜＋｜Ｓn+1 ｜））・Ｔs （４） となり、サンプリング周期Ｔs とゼロクロス点前後のサンプリング値Ｓm-1 ，Ｓm ，Ｓn ，Ｓn+1 から求めることができる。 ここで、｜Ｓm-1 ｜、｜Ｓm ｜、｜Ｓn
｜、｜Ｓn+1 ｜は、Ｓm-1 、Ｓm 、Ｓn 、Ｓn+1 の絶対値でである。

【００２５】このようにして電圧信号の周期Ｔが求められることで、任意の位相シフト角度に相当する時間を得ることができる。

【００２６】ここで、位相シフト角度として無効電力量計に重要な９０度に相当する時間を考える。 １周期は３
６０度であることから、９０度に相当する時間Ｔ90は、 Ｔ90＝Ｔ／４＝ｋ・Ｔs ＋Ｔx （５） と表せる。 ここで、ｋは、位相シフト角度（この場合９
０度）に相当する時間に含まれるサンプル周期の数、Ｔ
x はＴ90とｋサンプル周期の差分である。

【００２７】周期を求めた方法と同様に、サンプリング周期Ｔs が十分小さいと９０度に相当する時間の前後のディジタル電圧信号Ｓy-k とＳy-k-1 およびＳy+k とＳ
y+k+1 の間の電圧信号の傾斜の変化は非常に小さく、
直線と見做すことができる。 これにより、Ｓx は、三角形の相似の条件から、それぞれ、 Ｓx ＝Ｓy-k −（Ｔx ／Ｔs ）・（Ｓy-k −Ｓy-k-1 ） （６） Ｓx ＝Ｓy+k −（Ｔx ／Ｔs ）・（Ｓy+k −Ｓy+k+1 ） （７） となり、Ｓy と同時にサンプルされた電流信号と演算により求められた電圧信号Ｓx を乗算することにより、瞬時無効電力を得ることができ、これらの処理を順次繰返して得られた瞬時電力を積算することにより無効電力量を得ることができることとなる。

【００２８】なお、ここでは一例として９０度の位相シフトを考えたが、これに限定されることはなく、上記原理に従い各種任意角度の位相シフトを実現可能である。

【００２９】そこで、式（５）を一般化すると、位相シフト角度がω［度（ｄｅｇ）］に相当する時間Ｔω
は、 Ｔω ＝Ｔ・（ω／３６０）＝ｋ・Ｔs ＋Ｔx （５）′ となる。

【００３０】次に図１は本発明に係る位相シフト原理を利用する電子式位相回路の構成を示すものである。

【００３１】この図において、１はサンプル周期制御器、２はＡ／Ｄ変換器であり、これらはアナログ入力信号をサンプリングし、複数のサンプル値からなるディジタル信号に変換する手段を構成しているものである。 サンプル周期制御器１はサンプル周期Ｔs を決定するタイミングクロックを出力する。 Ａ／Ｄ変換器２は、このタイミングクロックによりトリガされて、その時点のアナログ入力電圧信号のレベルをサンプル値として保持する。

【００３２】３はゼロ・クロス検出器、４は周期計算器であり、これらは複数のサンプル値のうち入力電圧信号における許容誤差範囲（つまり、上記相似関係を利用した計算について許容される誤差範囲）で線形性を保持する領域内のゼロ・クロス点前後のサンプル値に基づいてこのゼロ・クロス点を特定し、その特定ゼロ・クロス点間の時間間隔を求める演算手段を構成する。 すなわち、
ゼロ・クロス検出器３はＡ／Ｄ変換器２の出力値の符号変化によってゼロ・クロス点の存在を捕捉し、さらに、
上記Ｔd1，Ｔd2に相当する時間を上記式（２）、（３）
の演算を行うことにより求め、周期計算器４に与える。
この周期計算器４は、それらＴd1，Ｔd2を受けると、並行してサンプル周期制御器１から与えられるサンプル周期データＴs と当該ゼロ・クロス点間に含まれるサンプル回数とに基づいて、上記式（１）として表される演算を行うことにより周期Ｔを求める。

【００３３】５はデータ記憶器、６は任意位相データ計算器であり、これらは特定ゼロ・クロス点間時間間隔と位相シフト量とを比較したときの比に基づいて入力電圧信号における複数のサンプル点に含まれる所定数のサンプル点各々から上記位相シフト量だけずれた点のレベル値を求めるレベル演算手段を構成する。 Ａ／Ｄ変換器２
の出力データはデータ記憶器５に全て格納される。 任意位相データ計算器６は、まず、周期計算器４からの周期Ｔのデータと予め与えられているωのデータとに基づいて上記式（５）´をＴx について解き、その後、式（６）あるいは（７）に表される演算を行うことにより、Ｓx を求める。

【００３４】この任意位相データ計算器６により求められたＳx は順次ディジタル−アナログ変換（以下、Ｄ／
Ａ変換という。 ）器７に与えられる。 このＤ／Ａ変換器７はサンプル周期制御器１から供給されるタイミングクロックに同期して、入力信号より所定の位相角度ωだけずれた点のレベル（つまり、Ｓx ）を持つアナログ信号を再生する。 これにより、このＤ／Ａ変換器７からは入力信号を角度ωだけ位相シフトさせたアナログ信号が得られることとなる。

【００３５】以上のようなサンプル値の利用方式を取るため、アナログ入力信号の１周期波形における常に同じ点をサンプルする必要がないため、サンプル点をアナログ入力信号に同期させる必要がなく、アナログ入力信号とは非同期にしサンプル点を周期毎にずらして波形を満遍なくトレースするサンプリングが可能となるため、そのフィルタ効果によりサンプル間隔の大小とは別に性能向上を図ることができる。 よって、サンプル間隔を入力信号の周期に比べて十分小さく取ることを必須とせず、
対象が高周波数になっても十分な性能が得られることとなる。

【００３６】図２は図１に示す位相回路の一応用例となる本発明無効電力量計の一実施例を示すもので、図１に示す位相回路の構成要素に対応する要素には同一符号を付してある。

【００３７】この図において、計器用変圧器８は電力給電線の負荷電圧ｅをそれに比例した電圧信号に変換するものであり、変流器９は電力給電線の負荷電流ｉをそれに比例した電流信号に変換するものである。 この電流信号は電流モードのまま、または電圧モードに変換される。

【００３８】２ａ，２ｂはＡ／Ｄ変換器である。 Ａ／Ｄ
変換器２ａは変圧器８から出力される電圧信号をサンプル周期制御器１からのクロックに同期してサンプリングし、ディジタル化する。 Ａ／Ｄ変換器２ｂは変流器２ｂ
から出力される電流信号をサンプル周期制御器１からのクロックに同期してサンプリングし、ディジタル化する。

【００３９】Ａ／Ｄ変換器２ａの出力は、ゼロ・クロス検出器３とデータ記憶器５とに供給される。 ゼロ・クロス検出器３ではそのＡ／Ｄ変換器２ａからのサンプル値に基づいて上記と同様に、ゼロ・クロス点を捕捉し、さらにＴd1，Ｔd2に相当する時間を上記式（２）、（３）
の演算を行うことにより求め、周期計算器４に与える。
この周期計算器４においても同様に式（１）として表される演算を行うことで周期Ｔを求める。 データ記憶器５
はＡ／Ｄ変換器２ａの出力データを半周期ないしは１周期分格納し、任意位相データ計算器６は、与えられているデータＴ，ω（＝９０度）とに基づいて上記式（５）
をＴx について解き、その後、式（６）あるいは（７）
に表される演算を行うことにより、Ｓx を求める。

【００４０】乗算器１０には、この任意位相データ計算器６により求められたＳx とＡ／Ｄ変換器２ｂの出力データとが与えられ、ここで両者が乗算され、その結果が積分器１１に送られる。 積分器１１は乗算器１０の計算結果を積算すると共に積算値が一定の値を越えるとパルス発生器１２にパルス発生の信号を与えると共に発生したパルスに相当する値を積算値から減算する。 このパルス発生器１２は積分器１１の出力に基づき負荷電力に比例したパルスを出力するものである。 表示器１３はパルス発生器１２の出力に基づき電力量を表示するものである。

【００４１】よって、本無効電力量計ではＡ／Ｄ変換器２ａ，２ｂ以降の処理をすべてマイクロプロセッサなどによるソフトウエアで実現すると特別な回路を付加することなくディジタル演算式による有効電力量計と同じ回路で実現することができることとなる。

【００４２】以上本発明の図示実施例につき説明したが、これは本発明の限定解釈を与えるものではない。

【００４３】例えば、上記実施例では電圧信号のサンプル値の位相シフトデータを求めたが、これは電流信号の方でも良い。

【００４４】また、上記実施例ではゼロ・クロス点間の時間間隔として１周期を求めているが、これは半周期、
あるいは１周期の整数倍などでも良い。 例えば、半周期を求めることとすれば、図３に示す電圧信号の場合、ゼロ・クロスＯ1 から始まる半周期はゼロ・クロスＯ3 ではなく、ゼロ・クロスＯ2 の前後のサンプル点を利用する。

【００４５】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、アナログ入力信号の１周期波形における常に同じ点をサンプルする必要がないため、サンプル点をアナログ入力信号に同期させる必要がなく、アナログ入力信号とは非同期にしサンプル点を周期毎にずらして波形を満遍なくトレースするサンプリングが可能となるため、そのフィルタ効果によりサンプル間隔の大小とは別に性能向上を図ることができる。 よって、サンプル間隔を入力信号の周期に比べて十分小さく取ることを必須とせず、対象が高周波数になっても十分な性能が得られることとなる。

【００４６】また、本発明無効電力量計ではＡ／Ｄ変換以降の処理をすべてマイクロプロセッサなどによるソフトウエアで実現すると特別な回路を付加することなくディジタル演算式による有効電力量計と同じ回路で実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例に係る電子式位相回路の構成を示すブロック図。

【図２】本発明の一実施例に係る電子式無効電力量計の構成を示すブロック図。

【図３】電圧または電流信号のサンプル間隔と周期の関係とを示す波形図。

【図４】ゼロ・クロス点とその前後のサンプル値との関係を示す波形図。

【図５】ゼロ・クロス点とその前後のサンプル値との関係の他の例を示す波形図。

【図６】任意のサンプル信号と９０度位相のずれた信号との時間関係を示す波形図。

【図７】図６に示す９０度位相のずれた信号を計算するための必要な時間関係を示す波形図。

【図８】任意のサンプル信号と９０度位相のずれた信号との時間関係の他の例を示す波形図。

【図９】図８に示す９０度位相のずれた信号を計算するための必要な時間関係を示す波形図。

【符号の説明】

１ サンプル周期制御器 ２，２ａ，２ｂ アナログ−ディジタル変換器 ３ ゼロ・クロス検出器 ４ 周期計算器 ５ データ記憶器 ６ 位相データ計算器 ７ ディジタル−アナログ計算器 ８ 変圧器 ９ 変流器 １０ 乗算器 １１ 積分器 １２ パルス発生器 １３ 表示器

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成５年１月２０日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【書類名】 明細書

【発明の名称】 電子式移相回路及び電子式無効電力量計

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル演算手法により入力信号の位相シフトを行う電子式移相回路、さらには、その電子式移相回路の応用により入力信号の無効電力量を計測する電子式無効電力量計に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】無効電力量計では、通常、互いに９０度位相のずれた電圧、電流信号の積を取ることにより無効電力量を求める形式を採る。 従来、主に、この種の無効電力量計において９０度位相シフト用として使用されている移相回路には、変圧器を使用したもの（以下、便宜上、変圧器式移相回路という。）、演算増幅器の積分回路を使用したもの（以下、便宜上、積分式移相回路という。）、ディジタル演算手法を用いた電子式のもの（以下、便宜上、電子式移相回路という。）等が知られている。 これらの原理は次の通りである。

【０００３】まず、変圧器式移相回路は、特に三相３線式の電力給電線で用いられているもので、当該電力給電線の一相の電圧信号と、別の一相の電圧信号のスカラを半分にした信号とのベクトル合成により９０度位相シフトされた信号の生成を実現するものである。

【０００４】また、積分式移相回路は、演算増幅器の帰還回路として付けられた積分回路の時定数利用により電圧信号を９０度位相シフトさせるものである。

【０００５】さらに、電子式移相回路は、フェーズ・ロックド・ループ（ＰＬＬ）回路を備え、このＰＬＬ回路によりアナログ−ディジタル変換（以下、Ａ／Ｄ変換という。）器のサンプル周期を電力給電線の負荷電圧、負荷電流に比例した電圧信号、電流信号に同期させ、サンプルの間隔のある一組の位相差が９０度になるようにサンプル周期を設定し、その９０度位相のずれた箇所のサンプル値に基づいて入力信号よりも９０度だけ位相のずれたアナログ信号を再現する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記した各種の移相回路にはそれぞれ固有の問題点が認められ、どれも十分なものとは言い難いものとなっている。

【０００７】すなわち、変圧器式移相回路は、電力給電線の電圧信号の位相関係を利用しているため、電力給電線の方式が三相３線式に限られる。

【０００８】また、常に電圧の各相が平衡状態にある必要がある。 実際には、振幅、位相関係等は使用環境により変化するものであり、これらが常に一定に保たれるほど安定した給電設備は少ない。 したがって、このような観点からも変圧器式移相回路は汎用性に乏しいと言える。

【０００９】さらに、この変圧器式移相回路は、変圧器利用によるものであることから、電力給電線の周波数変化による特性の変化が大きく、広帯域で使用することが難しいという問題もある。

【００１０】次に、積分式移相回路は、電力給電線の方式にかかわらず使用できる点で前者より優ってはいるものの、入力電圧と出力電圧との比が周波数により変化する周波数特性を持っているため、なんらかの方法で周波数特性を補償する必要があり、回路が複雑になるという問題がある。

【００１１】そして、電子式移相回路にあっては、サンプル間隔を電力給電線の負荷電圧、負荷電流に周波数同期させるようになっているため、入力信号をその１周期単位で考えたとき、Ａ／Ｄ変換器は常に入力信号の同じ点を変換することになる。 したがって、サンプル間隔を入力信号の周期に比べて十分小さく取らないと十分な性能を得ることができない。 このことは、対象が高周波数になるほど性能的に難を生ずることを意味している。

【００１２】ここにおいて、変圧器式ないしは積分式の移相回路における問題は電子式移相回路にあっては指摘されることがなく、前述したサンプリングに関する問題さえ解消されれば、近年のディジタル技術志向に合致した高性能の移相回路を実現することができる。

【００１３】そこで、本発明は上記従来技術の有する問題点に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、サンプル間隔の大小とは別に性能向上を図ることができる電子式移相回路及び同移相回路を応用した電子式無効電力量計を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明の電子式移相回路は、アナログ入力信号をサンプリングし、複数のサンプル値からなるディジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換手段と、上記複数のサンプル値のうち上記入力信号における許容誤差範囲で線形性を保持する領域内のゼロ・クロス点前後のサンプル値に基づいてこのゼロ・クロス点を特定し、その特定ゼロ・クロス点間の時間間隔を求める時間間隔演算手段と、この特定ゼロ・クロス点間時間間隔と位相シフト量との比に基づいて上記入力信号における上記複数のサンプル点に含まれる所定数のサンプル点各々から上記位相シフト量だけずれた時間を割出しその前後のサンプル値から当該位相シフト点のレベル値を求めるレベル演算手段とを備えている。

【００１５】本発明の電子式無効電力量計は、アナログ入力電圧信号及び同電流信号をサンプリングし、それぞれ複数のサンプル値からなるディジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換手段と、上記入力電圧信号及び同電流信号のうちいずれか一方の入力信号に関する上記複数のサンプル値のうちこの一方の入力信号における許容誤差範囲で線形性を保持する領域のゼロ・クロス点前後のサンプル値に基づいてこのゼロ・クロス点を特定し、その特定ゼロ・クロス点間の時間間隔を求める時間間隔演算手段と、この特定ゼロ・クロス点間時間間隔と位相シフト角度９０度との比に基づいて上記一方の入力信号における上記複数のサンプル点に含まれる所定数のサンプル点各々から上記９０度だけずれた時間を割出しその前後のサンプル値から当該位相シフト点のレベル値を求めるレベル演算手段と、他方の入力信号に関する上記複数のサンプル値のうち上記所定数のサンプル点に対応する点のサンプル値とこのレベル演算手段の出力値とを掛合わせることにより電力値として変換する乗算手段とを備えている。

【００１６】

【作用】本発明によれば、ディジタル演算によってサンプル点以外のレベルでも求めることができるから、アナログ入力信号の１周期波形における常に同じ点をサンプルする必要がなく、サンプル点をアナログ入力信号に同期させずアナログ入力信号とは非同期にし、サンプル点を周期毎にずらして波形を満遍なくトレースするサンプリングが可能となるため、そのフィルタ効果によりサンプル間隔の大小とは別に性能向上を図ることができる。
よって、サンプル間隔を入力信号の周期に比べて十分小さく取ることを必須とせず、対象が高周波数になっても十分な性能が得られることとなる。

【００１７】また、本発明無効電力量計ではＡ／Ｄ変換以降の処理をすべてマイクロプロセッサなどによるソフトウエアで実現すると、特別な回路を付加することなくディジタル演算式による有効電力量計と同じ回路で実現することができる。

【００１８】

【実施例】以下に本発明の実施例について図面を参照しつつ説明する。

【００１９】まず、図３〜図９を参照し本発明に係わる原理について述べることとする。

【００２０】図３は三相交流電圧信号の１相だけについてサンプリングの様子を示すものである。

【００２１】この図において、は当該電圧信号であり、ｔはその時間軸、Ｔは周期である。 時間軸ｔからその波形上まで延びる破線はサンプル点を示しており、Ｔ
ｓはサンプル周期である。

【００２２】また、Ｓｍ−１，Ｓｍ，Ｓｍ＋１，…
…，Ｓｎ−１，Ｓｎ，Ｓｎ＋１は電力給電線の負荷電圧の瞬時値に比例した電圧信号をＡ／Ｄ変換したディジタル電圧信号がであり、それらのうち、注目されるべきＳ
ｍは電圧信号の一つのゼロ・クロス点Ｏ１の直後に位置するサンプル点のサンプル値からなるディジタル電圧信号、Ｓｎも同じく複数のサンプル点の中の一つであって、電圧信号の一つのゼロ・クロス点Ｏ３の直前に位置するサンプル点のサンプル値からなるディジタル電圧信号である。

【００２３】さらに、図４、図５を参照すると、電圧信号の周期Ｔは、サンプリング周期Ｔｓと、１周期の前後のゼロ・クロス点Ｏ１，Ｏ３とサンプリング点Ｓｍ，
Ｓｎまでの時間をそれぞれＴｄ１，Ｔｄ２としたとき（Ｔｄ１については図４、Ｔｄ２については図５を参照）、周期Ｔは、 Ｔ＝Ｔｄ１＋（ｎ−ｍ）Ｔｓ＋Ｔｄ２ （１） と表すことができる。

【００２４】ここで、サンプリング周期Ｔｓが十分小さいとディジタル電圧信号Ｓｍ−１とＳｍ及びＳｎとＳｎ
＋１の間の電圧信号の傾斜の変化は非常に小さく、直線と見做すことができる。 これにより、Ｔｄ１，Ｔｄ２
は、三角形の相似の条件から、 Ｔｄ１＝｜Ｓｍ｜・Ｔｓ／（｜Ｓｍ−１｜＋｜Ｓｍ｜） （２） Ｔｄ２＝｜Ｓｎ｜・Ｔｓ／（｜Ｓｎ｜＋｜Ｓｎ＋１｜） （３） と表すことができる。 したがって、電圧信号の周期Ｔ
は、 Ｔ＝（｜Ｓｍ｜／（｜Ｓｍ−１｜＋｜Ｓｍ｜） ＋ｎ−ｍ ＋｜Ｓｎ｜／（｜Ｓｎ｜＋｜Ｓｎ＋１｜））・Ｔｓ （４） となり、サンプリング周期Ｔｓとゼロクロス点前後のサンプリング値Ｓｍ−１，Ｓｍ，Ｓｎ，Ｓｎ＋１から求めることができる。 ここで、｜Ｓｍ−１｜、｜Ｓｍ｜、｜
Ｓｎ｜、｜Ｓｎ＋１｜は、Ｓｍ−１、Ｓｍ、Ｓｎ、Ｓｎ
＋１の絶対値でである。

【００２５】このようにして電圧信号の周期Ｔが求められることで、任意の位相シフト角度に相当する時間を得ることができる。

【００２６】ここで、位相シフト角度として無効電力量計に重要な９０度に相当する時間を考える。 １周期は３
６０度であることから、９０度に相当する時間Ｔ９０
は、 Ｔ９０＝Ｔ／４＝ｋ・Ｔｓ＋Ｔｘ （５） と表せる。 ここで、ｋは、位相シフト角度（この場合９
０度）に相当する時間に含まれるサンプル周期の数、Ｔ
ｘはＴ９０とｋサンプル周期の差分である。

【００２７】周期を求めた方法と同様に、サンプリング周期Ｔｓが十分小さいと９０度に相当する時間の前後のディジタル電圧信号Ｓｙ−ｋとＳｙ−ｋ−１およびＳｙ
＋ｋとＳｙ＋ｋ＋１の間の電圧信号の傾斜の変化は非常に小さく、直線と見做すことができる。 これにより、
Ｓｘは、三角形の相似の条件から、それぞれ、 Ｓｘ＝Ｓｙ−ｋ−（Ｔｘ／Ｔｓ）・（Ｓｙ−ｋ −Ｓｙ−ｋ−１） （ ６） Ｓｘ＝Ｓｙ＋ｋ−（Ｔｘ／Ｔｓ）・（Ｓｙ＋ｋ −Ｓｙ＋ｋ＋１） （ ７） となり、Ｓｙと同時にサンプルされた電流信号と演算により求められた電圧信号Ｓｘを乗算することにより、瞬時無効電力を得ることができ、これらの処理を順次繰返して得られた瞬時電力を積算することにより無効電力量を得ることができることとなる。

【００２８】なお、ここでは一例として９０度の位相シフトを考えたが、これに限定されることはなく、上記原理に従い各種任意角度の位相シフトを実現可能である。

【００２９】そこで、式（５）を一般化すると、位相シフト角度がω［度（ｄｅｇ）］に相当する時間Ｔ _ωは、 Ｔω ＝Ｔ・（ω／３６０）＝ｋ・Ｔｓ＋Ｔｘ （５）′ となる。

【００３０】次に図１は本発明に係る位相シフト原理を利用する電子式移相回路の構成を示すものである。

【００３１】この図において、１はサンプル周期制御器、２はＡ／Ｄ変換器であり、これらはアナログ入力信号をサンプリングし、複数のサンプル値からなるディジタル信号に変換する手段を構成しているものである。 サンプル周期制御器１はサンプル周期Ｔｓを決定するタイミングクロックを出力する。 Ａ／Ｄ変換器２は、このタイミングクロックによりトリガされて、その時点のアナログ入力電圧信号のレベルをサンプル値として保持する。

【００３２】３はゼロ・クロス検出器、４は周期計算器であり、これらは複数のサンプル値のうち入力電圧信号における許容誤差範囲（つまり、上記相似関係を利用した計算について許容される誤差範囲）で線形性を保持する領域内のゼロ・クロス点前後のサンプル値に基づいてこのゼロ・クロス点を特定し、その特定ゼロ・クロス点間の時間間隔を求める演算手段を構成する。 すなわち、
ゼロ・クロス検出器３はＡ／Ｄ変換器２の出力値の符号変化によってゼロ・クロス点の存在を捕捉し、さらに、
上記Ｔｄ１，Ｔｄ２に相当する時間を上記式（２）、
（３）の演算を行うことにより求め、周期計算器４に与える。 この周期計算器４は、それらＴｄ１，Ｔｄ２を受けると、並行してサンプル周期制御器１から与えられるサンプル周期データＴｓと当該ゼロ・クロス点間に含まれるサンプル回数とに基づいて、上記式（１）として表される演算を行うことにより周期Ｔを求める。

【００３３】５はデータ記憶器、６は任意位相データ計算器であり、これらは特定ゼロ・クロス点間時間間隔と位相シフト量とを比較したときの比に基づいて入力電圧信号における複数のサンプル点に含まれる所定数のサンプル点各々から上記位相シフト量だけずれた点のレベル値を求めるレベル演算手段を構成する。 Ａ／Ｄ変換器２
の出力データはデータ記憶器５に全て格納される。 任意位相データ計算器６は、まず、周期計算器４からの周期Ｔのデータと予め与えられているωのデータとに基づいて上記式（５）′をＴｘについて解き、その後、式（６）あるいは（７）に表される演算を行うことにより、Ｓｘを求める。

【００３４】この任意位相データ計算器６により求められたＳｘは順次ディジタル−アナログ変換（以下、Ｄ／
Ａ変換という。 ）器７に与えられる。 このＤ／Ａ変換器７はサンプル周期制御器１から供給されるタイミングクロックに同期して、入力信号より所定の位相角度ωだけずれた点のレベル（つまり、Ｓｘ）を持つアナログ信号を再生する。 これにより、このＤ／Ａ変換器７からは入力信号を角度ωだけ位相シフトさせたアナログ信号が得られることとなる。

【００３５】以上のようなサンプル値の利用方式を取るため、アナログ入力信号の１周期波形における常に同じ点をサンプルする必要がないため、サンプル点をアナログ入力信号に同期させる必要がなく、アナログ入力信号とは非同期にしサンプル点を周期毎にずらして波形を満遍なくトレースするサンプリングが可能となるため、そのフィルタ効果によりサンプル間隔の大小とは別に性能向上を図ることができる。 よって、サンプル間隔を入力信号の周期に比べて十分小さく取ることを必須とせず、
対象が高周波数になっても十分な性能が得られることとなる。

【００３６】図２は図１に示す移相回路の一応用例となる本発明無効電力量計の一実施例を示すもので、図１に示す移相回路の構成要素に対応する要素には同一符号を付してある。

【００３７】この図において、計器用変圧器８は電力給電線の負荷電圧ｅをそれに比例した電圧信号に変換するものであり、変流器９は電力給電線の負荷電流ｉをそれに比例した電流信号に変換するものである。 この電流信号は電流モードのまま、または電圧モードに変換される。

【００３８】２ａ，２ｂはＡ／Ｄ変換器である。 Ａ／Ｄ
変換器２ａは変圧器８から出力される電圧信号をサンプル周期制御器１からのクロックに同期してサンプリングし、ディジタル化する。 Ａ／Ｄ変換器２ｂは変流器２ｂ
から出力される電流信号をサンプル周期制御器１からのクロックに同期してサンプリングし、ディジタル化する。

【００３９】Ａ／Ｄ変換器２ａの出力は、ゼロ・クロス検出器３とデータ記憶器５とに供給される。 ゼロ・クロス検出器３ではそのＡ／Ｄ変換器２ａからのサンプル値に基づいて上記と同様に、ゼロ・クロス点を捕捉し、さらにＴｄ１，Ｔｄ２に相当する時間を上記式（２）、
（３）の演算を行うことにより求め、周期計算器４に与える。 この周期計算器４においても同様に式（１）として表される演算を行うことで周期Ｔを求める。 データ記憶器５はＡ／Ｄ変換器２ａの出力データを半周期ないしは１周期分格納し、任意位相データ計算器６は、与えられているデータＴ，ω（＝９０度）とに基づいて上記式（５）をＴｘについて解き、その後、式（６）あるいは（７）に表される演算を行うことにより、Ｓｘを求める。

【００４０】乗算器１０には、この任意位相データ計算器６により求められたＳｘとＡ／Ｄ変換器２ｂの出力データとが与えられ、ここで両者が乗算され、その結果が積分器１１に送られる。 積分器１１は乗算器１０の計算結果を積算すると共に積算値が一定の値を越えるとパルス発生器１２にパルス発生の信号を与えると共に発生したパルスに相当する値を積算値から減算する。 このパルス発生器１２は積分器１１の出力に基づき負荷電力に比例したパルスを出力するものである。 表示器１３はパルス発生器１２の出力に基づき電力量を表示するものである。

【００４１】よって、本無効電力量計ではＡ／Ｄ変換器２ａ，２ｂ以降の処理をすべてマイクロプロセッサなどによるソフトウエアで実現すると特別な回路を付加することなくディジタル演算式による有効電力量計と同じ回路で実現することができることとなる。

【００４２】以上本発明の図示実施例につき説明したが、これは本発明の限定解釈を与えるものではない。

【００４３】例えば、上記実施例では電圧信号のサンプル値の位相シフトデータを求めたが、これは電流信号の方でも良い。

【００４４】また、上記実施例ではゼロ・クロス点間の時間間隔として１周期を求めているが、これは半周期、
あるいは１周期の整数倍などでも良い。 例えば、半周期を求めることとすれば、図３に示す電圧信号の場合、ゼロ・クロスＯ１から始まる半周期はゼロ・クロスＯ３ではなく、ゼロ・クロスＯ２の前後のサンプル点を利用する。

【００４５】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、アナログ入力信号の１周期波形における常に同じ点をサンプルする必要がないため、サンプル点をアナログ入力信号に同期させる必要がなく、アナログ入力信号とは非同期にしサンプル点を周期毎にずらして波形を満遍なくトレースするサンプリングが可能となるため、そのフィルタ効果によりサンプル間隔の大小とは別に性能向上を図ることができる。 よって、サンプル間隔を入力信号の周期に比べて十分小さく取ることを必須とせず、対象が高周波数になっても十分な性能が得られることとなる。

【００４６】また、本発明無効電力量計ではＡ／Ｄ変換以降の処理をすべてマイクロプロセッサなどによるソフトウエアで実現すると特別な回路を付加することなくディジタル演算式による有効電力量計と同じ回路で実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例に係る電子式移相回路の構成を示すブロック図。

【図２】本発明の一実施例に係る電子式無効電力量計の構成を示すブロック図。

【図３】電圧または電流信号のサンプル間隔と周期の関係とを示す波形図。

【図４】ゼロ・クロス点とその前後のサンプル値との関係を示す波形図。

【図５】ゼロ・クロス点とその前後のサンプル値との関係の他の例を示す波形図。

【図６】任意のサンプル信号と９０度位相のずれた信号との時間関係を示す波形図。

【図７】図６に示す９０度位相のずれた信号を計算するための必要な時間関係を示す波形図。

【図８】任意のサンプル信号と９０度位相のずれた信号との時間関係の他の例を示す波形図。

【図９】図８に示す９０度位相のずれた信号を計算するための必要な時間関係を示す波形図。

【符号の説明】 １ サンプル周期制御器 ２，２ａ，２ｂ アナログ−ディジタル変換器 ３ ゼロ・クロス検出器 ４ 周期計算器 ５ データ記憶器 ６ 位相データ計算器 ７ ディジタル−アナログ計算器 ８ 変圧器 ９ 変流器 １０ 乗算器 １１ 積分器 １２ パルス発生器 １３ 表示器