技术领域
[0001] 本实用新型属于
开关电源技术领域，具体涉及一种反激式
直流母线辅助开关电源。
背景技术
[0002] 在整个
电子设备的运行中，辅助开关电源作为整个系统的板级芯片供电系统单独存在。常规的
电机变频器和
驱动器有些使用单独购买的外部单独开关电源供电（外部供电），有些是从直流母线直接供电。对于从直流母线直接供电的方案，有些
电压较高的直流母线或者电压
波动范围大的直流母线，其直流电压可能在500V-1200V一个宽范围进行变动，对电机变频器和驱动器的辅助开关电源系统的设计与要求带来挑战。而普通的DC转DC的开关电源
电路中通常只有一个MOS管来承受直流母线的电压和反射电压，使用在电压波动范围大的直流母线上无法正常工作。因此如何从一个500V-1200V宽范围变动的直流母线上直接产生一个辅助开关电源从而应用在电机驱动系统中是目前需要解决的问题。实用新型内容
[0003] 本实用新型所要解决的技术问题是针对上述
现有技术的不足提供一种反激式直流母线辅助开关电源，本反激式直流母线辅助开关电源通过上桥开关电路内的MOS管以及 PWM芯片驱动电路内的驱动芯片内置的MOS管，使整个回路承受的电压更大，能承受500V-1200V宽范围变动的直流母线的电压和反射电压，可靠性更高，故障率更低。
[0004] 为实现上述技术目的，本实用新型采取的技术方案为：
[0005] 一种反激式直流母线辅助开关电源，包括DClinK吸收电路、上桥驱动电路、RCD吸收电路、上桥开关电路、PWM芯片驱动电路、
变压器T1、次级整流电路、次级滤波电路和LDO降压电路，所述DClinK吸收电路、上桥驱动电路、RCD吸收电路和变压器T1的初级绕组均与直流母线连接，所述上桥驱动电路与上桥开关电路连接，所述RCD吸收电路和上桥开关电路均与变压器T1的初级绕组连接，所述上桥开关电路与PWM芯片驱动电路连接，所述变压器T1的次级绕组与PWM芯片驱动电路连接，所述变压器T1的次级绕组通过次级整流电路与次级滤波电路连接，所述次级滤波电路与LDO降压电路连接；
[0006] 所述上桥开关电路包括MOS管Q1、电容C4、钳位
二极管D5、电容C5和
电阻R7，所述电容C4的一端、
钳位二极管D5的负极和MOS管Q1的栅极均与上桥驱动电路连接，所述MOS管Q1的漏极分别与RCD吸收电路、变压器T1的初级绕组和电容C5的一端连接，所述电容C5的另一端与电阻R7的一端连接，所述电阻R7的另一端、MOS管Q1的源极、钳位二极管D5的正极和电容C4的另一端均与PWM芯片驱动电路连接；
[0007] 所述PWM芯片驱动电路包括驱动芯片U1、电阻R10至电阻R15、二极管D6以及电容C6至电容C10，所述驱动芯片U1采用ALTAIR04-900，所述电阻R7的另一端、MOS管Q1的源极、钳位二极管D5的正极和电容C4的另一端均与驱动芯片U1的引脚16连接，驱动芯片U1的引脚13至引脚16相互连接，所述电阻R10和电阻R11的一端均与变压器T1的次级绕组连接，所述电阻R10的另一端与二极管D6的正极连接，二极管D6的负极分别与电容C6的一端、电容C7的一端和驱动芯片U1的引脚3连接，所述驱动芯片U1的引脚7分别与电容C8的一端和电容C9的一端连接，所述电容C9的另一端与电阻R15的一端连接，所述驱动芯片U1的引脚5与电容C10的一端连接，所述驱动芯片U1的引脚6分别与电阻R11的另一端、电阻R12的一端和电阻R13的一端连接，所述驱动芯片U1的引脚1和引脚2均与电阻R14的一端连接，所述电容C6、电容C7、电容C8、电阻R15、电容C10、电阻R12、电阻R13和电阻R14的另一端均连接地线。
[0008] 作为本实用新型进一步改进的技术方案，所述DClinK吸收电路包括电容C1、电容C2、电阻R1和电阻R2，所述电容C1和电阻R1的一端均与直流母线连接，所述电容C1的另一端分别与电阻R1的另一端、电容C2的一端和电阻R2的一端连接，所述电容C2的另一端和电阻R2的另一端均连接地线。
[0009] 作为本实用新型进一步改进的技术方案，所述上桥驱动电路包括电阻R3、电阻R4、电阻R5、钳位二极管D1、钳位二极管D2和电感L1，所述电阻R3的一端与直流母线连接，另一端通过电阻R4与电阻R5连接，所述电阻R5分别与电感L1的一端和钳位二极管D1的负极连接，所述钳位二极管D1的正极与钳位二极管D2的负极连接，所述钳位二极管D2的正极连接地线，所述电感L1的另一端与上桥开关电路内的MOS管Q1的栅极连接。
[0010] 作为本实用新型进一步改进的技术方案，所述RCD吸收电路包括电阻R6、电容C3、二极管D3和二极管D4，所述电阻R6的一端和电容C3的一端相互连接后分别与直流母线和变压器T1的初级绕组连接，电阻R6的另一端和电容C3的另一端均与二极管D3的负极连接，所述二极管D3的正极与二极管D4的负极连接，所述二极管D4的正极分别与变压器T1的初级绕组和上桥开关电路内的MOS管Q1的漏极连接。
[0011] 作为本实用新型进一步改进的技术方案，所述变压器T1的初级绕组有两个引脚，分别为初级上端引脚和初级下端引脚；变压器T1的次级线圈有四个引脚，分别为次级上端引脚、次级中上端引脚、次级中下端引脚和次级下端引脚；所述变压器T1的初级上端引脚与直流母线连接，初级下端引脚分别与上桥开关电路内的MOS管Q1的漏极和RCD吸收电路内的二极管D4的正极连接，所述变压器T1的次级上端引脚通过电阻R9分别与PWM芯片驱动电路内的电阻R10和电阻R11连接，所述变压器T1的次级下端引脚通过电阻R8分别与PWM芯片驱动电路内的电阻R10和电阻R11连接；
[0012] 所述次级整流电路包括电感L2、二极管D7和二极管D8，所述变压器T1的次级上端引脚与电感L2的一端连接，电感L2的另一端与二极管D7的正极连接，所述二极管D7的负极通过电阻R16与次级滤波电路连接，所述二极管D7的负极通过电容C11与地线连接，所述电阻R16通过钳位二极管DZ1与地线连接，所述变压器T1的次级中上端引脚与二极管D8的正极连接，所述二极管D8的负极与次级滤波电路连接，所述变压器T1的次级中下端引脚与地线连接。
[0013] 作为本实用新型进一步改进的技术方案，所述次级滤波电路包括电容C12至电容C18，所述电容C12的一端、电容C13的一端和电容C14的一端均通过电阻R16与次级整流电路的二极管D7的负极连接，所述电容C12、电容C13和电容C14的另一端均连接地线，所述电容C15的正极、电容C16、电容C17和电容C18的一端均与次级整流电路的二极管D8的负极连接，所述电容C15的负极、电容C16、电容C17和电容C18的另一端均连接地线。
[0014] 作为本实用新型进一步改进的技术方案，所述LDO降压电路包括电压转换芯片U2、电容C19和电容C20，所述电压转换芯片U2采用LD29150DT33R,所述电压转换芯片U2的引脚1分别与次级滤波电路内的电容C15的正极、电容C16、电容C17和电容C18的一端连接，所述电压转换芯片U2的引脚2分别与电容C19和电容C20的一端连接，所述电压转换芯片U2的引脚3、电容C19和电容C20的另一端均连接地线。
[0015] 作为本实用新型进一步改进的技术方案，还包括电阻R17至电阻R20，所述电阻R16、电容C12、电容C13和电容C14的一端均与电阻R17的一端连接，所述电阻R17的另一端与电阻R20的一端连接，所述电容C19和电容C20的一端均与电阻R18的一端连接，所述电阻R18的另一端与电阻R19的一端连接，所述电阻R19的另一端和电阻R20的另一端均连接地线，所述电阻R17与电阻R20相互连接的一端用于输出电源
信号，电阻R18和电阻R19相互连接的一端用于输出电源信号。
[0016] 本实用新型的有益效果为：本实用新型提供一种反激式直流母线辅助开关电源，该辅助开关电源在变压器T1的初级绕组上
串联一个MOS管Q1，并利用PWM芯片驱动电路内的驱动芯片U1内置的MOS管，通过双MOS管使整个回路承受的电压更大，能承受500V-1200V宽范围变动的直流母线的电压和反射电压，可靠性更高，故障率更低。可应用在电机驱动系统中进行供电。
附图说明
[0017] 图1为本实用新型的电路原理示意图。
[0018] 图2为本实用新型的变压器初级绕组导通
电流流向图。
[0019] 图3为本实用新型的变压器初级绕组导通时几个关键元器件的电压电流信号示意图。
[0020] 图4为本实用新型的变压器次级绕组导通电流流向图。
[0021] 图5为本实用新型的变压器次级绕组导通时几个关键元器件的电压电流信号示意图。
具体实施方式
[0022] 下面根据图1至图5对本实用新型的具体实施方式作出进一步说明：
[0023] 参见图1，一种反激式直流母线辅助开关电源，包括DClinK吸收电路、上桥驱动电路、RCD吸收电路、上桥开关电路、PWM芯片驱动电路、变压器T1、次级整流电路、次级滤波电路和LDO降压电路，所述DClinK吸收电路、上桥驱动电路、RCD吸收电路和变压器T1的初级绕组均与直流母线连接，所述上桥驱动电路与上桥开关电路连接，所述RCD吸收电路和上桥开关电路均与变压器T1的初级绕组连接，所述上桥开关电路与PWM芯片驱动电路连接，所述变压器T1的次级绕组与PWM芯片驱动电路连接，所述变压器T1的次级绕组通过次级整流电路与次级滤波电路连接，所述次级滤波电路与LDO降压电路连接。
[0024] 参见图1，本
实施例中的DClinK吸收电路包括电容C1、电容C2、电阻R1和电阻R2，所述电容C1和电阻R1的一端均与直流母线连接，所述电容C1的另一端分别与电阻R1的另一端、电容C2的一端和电阻R2的一端连接，所述电容C2的另一端和电阻R2的另一端均连接地线。DClinK吸收电路中的电容C1、电容C2可吸收直流母线上的电压激变，对直流母线上输出的电压信号进行平滑滤波；可以给开关电源提供
能量。
[0025] 参见图1，本实施例中的上桥驱动电路包括电阻R3、电阻R4、电阻R5、钳位二极管D1、钳位二极管D2和电感L1，所述电阻R3的一端与直流母线连接，另一端通过电阻R4与电阻R5连接，所述电阻R5分别与电感L1的一端和钳位二极管D1的负极连接，所述钳位二极管D1的正极与钳位二极管D2的负极连接，所述钳位二极管D2的正极连接地线，所述电感L1的另一端与上桥开关电路内的MOS管Q1的栅极连接。上桥驱动电路将直流母线上输出的信号通过电阻R3至电阻R5分压后，并通过电感L1
输入信号到上桥开关电路，用于驱动MOS管Q1工作。
[0026] 参见图1，本实施例中的RCD吸收电路包括电阻R6、电容C3、二极管D3和二极管D4，所述电阻R6的一端和电容C3的一端相互连接后分别与直流母线和变压器T1的初级绕组连接，电阻R6的另一端和电容C3的另一端均与二极管D3的负极连接，所述二极管D3的正极与二极管D4的负极连接，所述二极管D4的正极分别与变压器T1的初级绕组和上桥开关电路内的MOS管Q1的漏极连接。RCD吸收电路连接在变压器T1的初级绕组上，用于吸收变压器的初级漏感。二极管D3和二极管D4有效防止直流母线上的电压通过电阻R6传输到MOS管Q1上。
[0027] 参见图1，本实施例中的上桥开关电路包括MOS管Q1、电容C4、钳位二极管D5、电容C5和电阻R7，所述电容C4的一端、钳位二极管D5的负极和MOS管Q1的栅极均与上桥驱动电路连接，所述MOS管Q1的漏极分别与RCD吸收电路、变压器T1的初级绕组和电容C5的一端连接，所述电容C5的另一端与电阻R7的一端连接，所述电阻R7的另一端、MOS管Q1的源极、钳位二极管D5的正极和电容C4的另一端均与PWM芯片驱动电路连接。其中电容C5和电阻R7的作用是吸收MOS管Q1漏极和源极之间电压激变，钳位二极管D5的作用是限制MOS管Q1的栅极和源极之间的压差，保护MOS管Q1。
[0028] 参见图1，本实施例中的PWM芯片驱动电路包括驱动芯片U1、电阻R10至电阻R15、二极管D6以及电容C6至电容C10，所述驱动芯片U1采用芯片ALTAIR04-900，所述电阻R7的另一端、MOS管Q1的源极、钳位二极管D5的正极和电容C4的另一端均与驱动芯片U1的引脚16连接，驱动芯片U1的引脚13至引脚16相互连接，所述电阻R10和电阻R11的一端均与变压器T1的次级绕组连接，所述电阻R10的另一端与二极管D6的正极连接，二极管D6的负极分别与电容C6的一端、电容C7的一端和驱动芯片U1的引脚3连接，所述驱动芯片U1的引脚7分别与电容C8的一端和电容C9的一端连接，所述电容C9的另一端与电阻R15的一端连接，所述驱动芯片U1的引脚5与电容C10的一端连接，所述驱动芯片U1的引脚6分别与电阻R11的另一端、电阻R12的一端和电阻R13的一端连接，所述驱动芯片U1的引脚1和引脚2均与电阻R14的一端连接，所述电容C6、电容C7、电容C8、电阻R15、电容C10、电阻R12、电阻R13和电阻R14的另一端均连接地线。
[0029] PWM芯片驱动电路中的电容C6和电容C7具有储能作用，在直流母线上电瞬间时，直流母线上的信号可通过上桥驱动电路、电容C4和钳位二极管D5的
漏电流流向驱动芯片U1的引脚16，最终流向驱动芯片U1的引脚3，此时电容C6和电容C7可进行储能。在直流母线上电一段时间后，电容C6和电容C7可通过变压器T1的次级绕组进行储能。
[0030] 参见图1，本实施例中的变压器T1为高频变压器，变压器T1的初级绕组有两个引脚，分别为初级上端引脚（图1中变压器T1的4脚）和初级下端引脚（图1中变压器T1的1脚），本实施例中的初级上端引脚和初级下端引脚之间线圈共120
匝。变压器T1的次级线圈有四个引脚，分别为次级上端引脚（图1中变压器T1的7脚）、次级中上端引脚（图1中变压器T1的5脚）、次级中下端引脚（图1中变压器T1的8脚）和次级下端引脚（图1中变压器T1的6脚），本实施例中的次级上端引脚和次级中上端引脚之间线圈共11匝，次级中上端引脚与次级中下端引脚之间线圈共5匝，次级中下端引脚和次级下端引脚之间线圈共16匝。所述变压器T1的初级上端引脚与直流母线连接，初级下端引脚分别与上桥开关电路内的MOS管Q1的漏极和RCD吸收电路内的二极管D4的正极连接，所述变压器T1的次级上端引脚通过电阻R9分别与PWM芯片驱动电路内的电阻R10和电阻R11连接，所述变压器T1的次级下端引脚通过电阻R8分别与PWM芯片驱动电路内的电阻R10和电阻R11连接。
[0031] 参见图1，本实施例中的次级整流电路包括电感L2、二极管D7和二极管D8，所述变压器T1的次级上端引脚与电感L2的一端连接，电感L2的另一端与二极管D7的正极连接，所述二极管D7的负极通过电阻R16与次级滤波电路连接，所述二极管D7的负极通过电容C11与地线连接，所述电阻R16通过钳位二极管DZ1与地线连接，所述变压器T1的次级中上端引脚与二极管D8的正极连接，所述二极管D8的负极与次级滤波电路连接，所述变压器T1的次级中下端引脚与地线连接。其中二极管D7和二极管D8均具有整流作用。电容C11具有滤波和储能作用。
[0032] 参见图1，本实施例中的次级滤波电路包括电容C12至电容C18，所述电容C12的一端、电容C13的一端和电容C14的一端均通过电阻R16与次级整流电路的二极管D7的负极连接，所述电容C12、电容C13和电容C14的另一端均连接地线，所述电容C15的正极、电容C16、电容C17和电容C18的一端均与次级整流电路的二极管D8的负极连接，所述电容C15的负极、电容C16、电容C17和电容C18的另一端均连接地线。次级滤波电路中的电容C12至电容C14具有滤波和储能作用，电容C15至电容C18同样也具有滤波和储能作用。
[0033] 参见图1，本实施例中的LDO降压电路包括电压转换芯片U2、电容C19和电容C20，所述电压转换芯片U2采用LD29150DT33R,所述电压转换芯片U2的引脚1分别与次级滤波电路内的电容C15的正极、电容C16、电容C17和电容C18的一端连接，所述电压转换芯片U2的引脚2分别与电容C19和电容C20的一端连接，所述电压转换芯片U2的引脚3、电容C19和电容C20的另一端均连接地线。LDO降压电路中的电压转换芯片U2的引脚1接收次级滤波电路传递的电压信号后，进行降压处理，并通过引脚2输出，再通过电容C19和电容C20进行滤波后输出为负载供电。
[0034] 参见图1，本实施例中的反激式直流母线辅助开关电源还包括电阻R17至电阻R20，所述电阻R16、电容C12、电容C13和电容C14的一端均与电阻R17的一端连接，所述电阻R17的另一端与电阻R20的一端连接，所述电容C19和电容C20的一端均与电阻R18的一端连接，所述电阻R18的另一端与电阻R19的一端连接，所述电阻R19的另一端和电阻R20的另一端均连接地线，所述电阻R17与电阻R20相互连接的一端用于输出电源信号，本实施例电阻R17与电阻R20相互连接的一端输出的是+15V。电阻R18和电阻R19相互连接的一端用于输出电源信号，本实施例电阻R18和电阻R19相互连接的一端输出的是+3.3V。其中电阻R17和电阻R18为0R，方便测试，电阻R19和电阻R20为假负载。
[0035] 本实施例的PWM芯片驱动电路中的驱动芯片U1，即ALTAIR04-900芯片本身内置一个900V的MOSFET，又在变压器T1的初级绕组中串联一个约1000V的MOS管Q1，因此总共有1900V的耐压
阈值。外置MOS管Q1连接在变压器T1初级绕组和PWM芯片驱动电路之间。然后用钳位二极管D1和D2钳位在500V。当本实施例的辅助开关电源上电后，直流母线上的信号通过上桥驱动电路中的电阻R3至电阻R5以及电感L1后输入到MOS管Q1的栅极，使MOS管Q1的栅极和源极之间产生压差，MOS管Q1导通，然后当驱动芯片U1满足启动条件后启动，其内置的MOSFET也导通。然后整个辅助开关电源就按照设计的
频率工作。当直流母线随着条件逐渐上升，开关电源的开关频率会逐渐降低，来满足最低的占空比来满足小于10W的功率。然后计算RCD吸收电路来吸收变压器T1的初级漏感。最后
输出电压的大小由设计参数决定。
[0036] 本实施例的工作原理为：
[0037] 参见图2，辅助开关电源的变压器T1的初级绕组导通（即变压器T1的4脚到1脚的电流流向），驱动芯片U1的16脚的PWM处于正占空比时（见图3中椭圆形框内驱动芯片U1的16脚电压信号），直流母线输入信号依次经过DClinK吸收电路、上桥驱动电路驱动MOS管Q1，此时MOS管Q1导通，驱动芯片U1内部的MOS管导通，变压器T1的初级绕组上的电
流线性上升（见图3中椭圆形框内变压器T1的4脚到1脚电流信号）。图2中的电流从变压器T1的4脚流进，1脚流出，经过MOS管Q1，流入驱动芯片U1的16脚，然后从驱动芯片U1的1脚流出，经过电阻R14到GND。能量存储于变压器T1中，次级整流电路中的二极管D7和D8中无电流。辅助开关电源输出端连接的负载可由电容C11、C13、C14、C15、C16等供电。
[0038] 图3和图5中的tSW为开关周期，tON为驱动芯片U1处于正占空比，即内置的MOS管和MOS管Q1导通的时间段，tDEMAG为驱动芯片U1处于负占空比，即内置的MOS管和MOS管Q1截止的时间段，tRES为多余能量消耗掉的时间段。
[0039] 参见图4，驱动芯片U1的16脚的PWM处于负占空比时（见图5中椭圆形框内驱动芯片U1的16脚电压信号），驱动芯片U1内部的MOS管和MOS管Q1均不导通，变压器T1的能量通过磁芯传递给次级绕组，此时变压器T1的初级绕组无电流（即变压器T1的T1的4脚到1脚），次级绕组有感应电流（见图5中椭圆形框内变压器T1的7脚对8脚电流信号），次级整流电路中的二极管D7、D8导通整流，给电容C11、C13、C14、C15、C16等充电,同时通过LDO降压电路给负载供电。
[0040] 本实施例中的电路应用在电机驱动系统中进行供电，由于电机
制动的时候直流母线电压会升高。普通的DC转DC的开关电源通常只有一个MOS管来承受直流母线和反射电压，无法正常工作。本实施例的辅助开关电源在变压器T1初级绕组的电路中串联了一个1000V的MOS管Q1，再利用驱动芯片U1内置的900V耐压的MOS管，利用双MOS管来承受1200V的直流母线的电压和反射电压。当开关电源输出的功率较大的时候，一般普通的芯片都能输出最小的占空比来满足需求。另外本实施例因为输出功率需小于10W，很多普通芯片的最小占空比无法满足如此低的功率要求。目前ST的ALTAIR04-900能满足本实施例的应用要求。
[0041] 本实用新型的保护范围包括但不限于以上实施方式，本实用新型的保护范围以
权利要求书为准，任何对本技术做出的本领域的技术人员容易想到的替换、
变形、改进均落入本实用新型的保护范围。
