一种双向无线电能传输系统的相位同步方法
专利汇可以提供一种双向无线电能传输系统的相位同步方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 公开了一种双向无线 电能 传输系统的 相位 同步 方法，包括：利用副边全桥变换 电路 交流侧端口的 电流 得到基波相位与原边激励 电压 的基波相位相同的电压 信号 ；得到数字处理器中载波计数器的计数值，用于表征副边交流侧端口电流的基波相位与载波相位的 相位差 ；计算原边激励电压和副边激励电压的基波相位差，并由此计算副边激励电压的基波 相移 角 ；根据副边激励电压的基波相移角和由控制目标确定的内相移角计算四个比较值，并利用这四个比较值控制数字处理器的输出，同时利用数字处理器的 输出信号 驱动副边全桥变换器的 开关 管，由此实现副边变换器与原边变换器的 相位同步 。本发明实现简单、成本低，且鲁棒性较好。，下面是一种双向无线电能传输系统的相位同步方法专利的具体信息内容。
1.一种双向无线电能传输系统的相位同步方法，其特征在于，包括：
(1)根据第一全桥变换器交流侧端口的电流iLf2，得到基波相位与第二全桥变换器激励电压的基波相位相同的电压信号uout；其中，所述第一全桥变换器为副边全桥变换器且所述第二全桥变换器为原边全桥变换器，或者所述第一全桥变换器为原边全桥变换器且所述第二全桥变换器为副边全桥变换器；
(2)将所述电压信号uout进行过零比较，得到数字信号ud，并将所述数字信号ud输入至系统控制电路的数字处理器；在所述数字信号ud发生上升沿时，获得所述数字处理器内部的载波计数器的计数值N1；
(3)根据所述第一全桥变换器激励电压的基波相移角θ1计算相位值OV1，然后根据所述相位值OV1和所述计数值N1计算所述第二全桥变换器和所述第一全桥变换器的激励电压的基波相位差 并根据所述基波相位差 更新所述基波相移角θ1的取值；初始时刻，所述基波相移角θ1的取值为-180°～+180°的范围内随机设定的值；
(4)根据所述基波相移角θ1更新所述相位值OV1，并根据所述基波相移角θ1和由控制目标确定的内移相角θ2计算比较值SV1、RV1、SV2和RV2；其中，所述控制目标为电压、电流或功率；
(5)将所述比较值SV1和RV1分别赋值到数字处理器的PWM模块P1的两个寄存器中，并将所述比较值SV2和RV2分别赋值到数字处理器的PWM模块P2的两个寄存器中；通过设置使得：
当所述载波计数器的计数值等于SV1时，所述PWM模块P1的同相输出PWM1A变为高电平；当所述载波计数器的计数值等于RV1时，所述PWM模块P1的同相输出PWM1A变为低电平；当所述载波计数器的计数值等于SV2时，所述PWM模块P2的同相输出PWM2A变为高电平；当所述载波计数器的计数值等于RV2时，所述PWM模块P2的同相输出PWM2A变为低电平；所述PWM模块P1的反相输出PWM1B与其同向输出PWM1A互补，所述PWM模块P2的反向输出PWM2B与其同向输出PWM2A互补，且所述反向输出PWM1B与所述同向输出PWM1A之间以及所述反向输出PWM2B与所述同向输出PWM2A之间均存在死区；
(6)利用所述数字处理器的输出信号驱动所述第一全桥变换器的开关管：分别利用所述同向输出PWM1A和所述反向输出PWM1B驱动一个桥臂中连接正母线和连接负母线的开关管，并分别利用所述同向输出PWM2A和所述反向输出PWM2B驱动另一个桥臂中连接正母线和连接负母线的开关管，由此实现副边变换器与原边变换器的相位同步。
2.如权利要求1所述的双向无线电能传输系统的相位同步方法，其特征在于，所述步骤(1)中根据所述第一全桥变换电路交流侧端口的电流iLf2，得到基波相位与所述第二激励电压的基波相位相同的电压信号uout，包括：将所述电流iLf2转换为电压信号uin；对所述电压信号uin进行低通滤波和-90°移相的操作，得到所述电压信号uout。
3.如权利要求1或2所述的双向无线电能传输系统的相位同步方法，其特征在于，所述步骤(3)中根据所述第一全桥变换器激励电压的基波相移角θ1计算相位值OV1，以及所述步骤(4)中根据所述基波相移角θ1更新所述相位值OV1，计算公式为：
其中，CTRMAX为所述载波计数器的最大值，函数W1(x)的定义为：
4.如权利要求1或2所述的双向无线电能传输系统的相位同步方法，其特征在于，所述步骤(3)中，根据所述相位值OV1和所述计数值N1计算所述第二全桥变换器和所述第一全桥变换器的激励电压的基波相位差 计算公式为：
其中，K1＝360/CTRMAX，CTRMAX为所述载波计数器的最大值。
5.如权利要求1或2所述的双向无线电能传输系统的相位同步方法，其特征在于，所述步骤(3)中，根据所述基波相位差 更新所述基波相移角θ1的取值，包括：将所述基波相位差减去给定的参考相位差δref，得到相位差的误差Δδ；将所述误差Δδ归一化到-180°～+
180°的范围内，得到归一化的相位差误差Δδ'；对所述误差Δδ'进行比例积分运算，并将比例积分运算的运算结果归一化到-180°～+180°的范围内，得到所述基波相移角θ1更新后的取值。
6.如权利要求5所述的双向无线电能传输系统的相位同步方法，其特征在于，将所述误差Δδ归一化到-180°～+180°的范围内，以及将比例积分运算的运算结果归一化到-180°～+180°的范围内，所使用的归一化函数为：W2(x)＝x-360×floor((x+180)/360)；其中，floor表示floor函数。
7.如权利要求1或2所述的双向无线电能传输系统的相位同步方法，其特征在于，所述步骤(4)中，根据所述基波相移角θ1和由控制目标确定的内移相角θ2计算比较值SV1、RV1、SV2和RV2，计算公式如下：
其中，CTRMAX为所述载波计数器的最大值，函数W1(x)的定义为：
一种双向无线电能传输系统的相位同步方法
技术领域
背景技术
发明内容
具体实施方式
为谐振频率，Lf1为原边补偿电感，Lf2为副边补偿电感，Cf1为原边第一补偿电容，Cf2为副边第一补偿电容，C1为原边第二补偿电容，C2为副边第二补偿电容，L1为弱耦合变压器原边线圈自感，L2为弱耦合变压器副边线圈自感。在满足以上条件的情况下，当原副边激励电压的角频率为谐振角频率ω0时，采用基波分析法(FHA)可得出稳态下电路中各电量的基波成分的关系为： 其传输功
率Ptran满足关系式Ptran∝kU1U2sin(δ)；其中，U1、U2分别为原、副边激励电压的基波有效值，δ为原副边激励电压的基波相位差，k为弱耦合变压器的原副边线圈的耦合系数，为弱耦合变压器原边绕组基波电流相量，为弱耦合变压器副边绕组基波电流相量， 为原边全桥变换器交流侧端口电流基波相量； 为副边全桥变换器交流侧端口电流基波相量， 为原边激励电压基波相量， 为副边激励电压基波相量，M为弱耦合变压器原副边绕组之间的互感系数，j为虚数单位。可见，激励电压基波相位差δ影响了功率传输的方向和大小。若要维持功率传输的大小和方向的恒定，必须保证相位差δ为恒定值。这里假设原边变换器的激励电压波形u1是固定的，那么副边控制器必须设法获取原边激励电压u1的基波相位，并控制自身输出的激励电压u2的基波成分始终与u1的基波成分呈相位差δ。
90°。无论功率处于正向传输还是反向传输时，无源二阶低通滤波器输出的电压信号始终为正弦度较好的正弦波，且与原边激励电压同相。可见本方法能获取原边激励电压的基波相位，并且通过对副边激励电压的基波相位的调节，实现将原副边激励电压基波相位差控制在给定相位差的控制目标。
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