技术领域
[0001] 本
发明属于航天航空电源系统技术领域，尤其涉及一种用于消除变压器漏感对LCC谐振变换器影响的电路。
背景技术
[0002] 随着对电
力电子变换器效率、体积要求的不断提高，谐振变换器因具有
软开关与EMI干扰小等特点而得到了广泛的重视和应用。根据谐振变换器中谐振元件的数量，谐振变换器可分为二元件谐振变换器、三元件谐振变换器与多元件谐振变换器。
串联谐振变换器(series resonant converter,SRC)和并联谐振变换器(parallel resonant converter,PRC)是两种典型的二元件谐振变换器。SRC变换器环流损耗小，但存在开关
频率变化范围宽、空载时无法调节
输出电压的问题，严重限制了SRC变换器的应用；PRC变换器频率变化范围较窄且不存在空载稳压问题，但电路中环流损耗不随负载减小而减小,严重影响了变换器的轻载效率。
[0003] 作为一种三元件谐振变换器，LCC谐振变换器结合了SRC变换器与PRC变换器的优点，并在开关频率变化范围较窄的同时，保留了空载调压能力与轻载环流损耗小的优点。LCC谐振变换器应用于高压场合，高频变压器副边
匝数大于原边匝数，LCC谐振变换正是利用副边变压器匝数较多而产生的寄生电容将其作为谐振元件，由于变压器寄生电容值无法满足实际实验参数需要，需要在高频变压器原边额外并联电容，但是随着开关频率的提高，使得寄生电感对高频变压器产生影响，存在并联电容和寄生电感引起线路振荡并存在
电磁干扰的问题。
发明内容
[0004] 本发明解决的技术问题是：克服
现有技术的不足，提供了一种用于消除变压器漏感对LCC谐振变换器影响的电路，消除了高频变压器寄生电感对LCC谐振变换器的影响，将变压器漏感等效为谐振电感，减少谐振电感的体积，提高变换器的功率
密度。
[0005] 本发明目的通过以下技术方案予以实现：一种用于消除变压器漏感对LCC谐振变换器影响的电路，包括：高频逆变电路、LCC
谐振电路、整流电路、负载端等效电容Cf和负载端等效
电阻RL；其中，所述高频逆变电路与所述LCC谐振电路相连接，所述LCC谐振电路与所述整流电路相连接；所述整流电路、负载端等效电容Cf和负载端等效电阻RL并联；所述高频逆变电路用于将输入的直流电源逆变为高频交流方波电压；所述LCC谐振电路输出第二交流电压；所述整流电路将第二交流电压整流成直流电压。
[0006] 上述用于消除变压器漏感对LCC谐振变换器影响的电路中，所述高频逆变电路包括直流电源、功率开关管Q1、功率开关管Q2、功率开关管Q3、功率开关管Q4、体
二极管D1、
体二极管D2、体二极管D3、体二极管D4、寄生电容C1、寄生电容C2、寄生电容C3和寄生电容C4；其中，功率开关管Q1的漏极与直流电源正端相连，功率开关管Q1的源极与功率开关管Q3的漏极相连，功率开关管Q3的源极与直流电源负端相连；体二极管D1的一端与功率开关管Q1的漏极相连接，体二极管D1的另一端与功率开关管Q1的源极相连接；体二极管D2的一端与功率开关管Q2的漏极相连接，体二极管D2的另一端与功率开关管Q2的源极相连接；体二极管D3的一端与功率开关管Q3的漏极相连接，体二极管D3的另一端与功率开关管Q3的源极相连接；体二极管D4的一端与功率开关管Q4的漏极相连接，体二极管D4的另一端与功率开关管Q4的源极相连接；寄生电容C1的一端与功率开关管Q1的漏极相连接，寄生电容C1的另一端与功率开关管Q1的源极相连接；寄生电容C2的一端与功率开关管Q2的漏极相连接，寄生电容C2的另一端与功率开关管Q2的源极相连接；寄生电容C3的一端与功率开关管Q3的漏极相连接，寄生电容C3的另一端与功率开关管Q3的源极相连接；寄生电容C4的一端与功率开关管Q4的漏极相连接，寄生电容C4的另一端与功率开关管Q4的源极相连接。
[0007] 上述用于消除变压器漏感对LCC谐振变换器影响的电路中，所述LCC谐振电路包括串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cs、并联谐振电容Cp和高频变压器；其中，所述串联谐振电感Lr的一端连接于功率开关管Q1与功率开关管Q3之间，所述串联谐振电感Lr的另一端与所述高频变压器的原边的一端相连接；所述串联谐振电容Cs的一端连接于功率开关管Q2与功率开关管Q4之间，所述串联谐振电容Cs的另一端与所述高频变压器的原边的另一端相连接；所述并联谐振电容Cp的一端与所述高频变压器的原边的一端相连接；所述并联谐振电容Cp的另一端与所述高频变压器的原边的另一端相连接。
[0008] 上述用于消除变压器漏感对LCC谐振变换器影响的电路中，所述整流电路包括体二极管D5、体二极管D6、体二极管D7和体二极管D8；其中，所述体二极管D5的一端与负载端等效电阻RL的一端相连接，所述体二极管D5的另一端与所述体二极管D7的一端相连接；所述体二极管D7的另一端与负载端等效电阻RL的另一端相连接；所述体二极管D6的一端与负载端等效电阻RL的一端相连接，所述体二极管D6的另一端与所述体二极管D8的一端相连接；所述体二极管D8的另一端与负载端等效电阻RL的另一端相连接；所述高频变压器的副边的一端连接于体二极管D5与体二极管D7之间，所述高频变压器的副边的另一端连接于体二极管D6与体二极管D8之间。
[0009] 上述用于消除变压器漏感对LCC谐振变换器影响的电路中，第二交流电压的电压是高频交流方波电压的电压的2-10倍；第二交流电压的频率和高频交流方波电压的频率相等。
[0010] 本发明与现有技术相比具有如下有益效果：
[0011] (1)本发明消除高频变压器寄生电感对LCC谐振变换器的影响，减少并联电容和寄生电感引起的线路振荡，减小电磁干扰；
[0012] (2)本发明将寄生电感等效到谐振电感中，减小谐振电感体积，增大功率密度；
[0013] (3)本发明将并联电容并联到高频变压器的副边，减小并联电容值。
附图说明
[0014] 通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：
[0015] 图1是本发明
实施例提供的用于消除变压器漏感对LCC谐振变换器影响的电路的示意图；
[0016] 图2是本发明实施例提供的忽略变压器漏感影响时的仿真
波形的示意图；
[0017] 图3是本发明实施例提供的考虑变压器漏感时，将电容并联在变压器原边时的仿真波形，仿真实验波形的示意图；
[0018] 图4是本发明实施例提供的考虑变压器漏感时，将电容并联在变压器副边时的仿真波形的示意图。
具体实施方式
[0019] 下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。
[0020] 图1是本发明实施例提供的用于消除变压器漏感对LCC谐振变换器影响的电路的示意图。如图1所示，该用于消除变压器漏感对LCC谐振变换器影响的电路包括：高频逆变电路1、LCC谐振电路、整流电路6、负载端等效电容Cf和负载端等效电阻RL；其中，[0021] 所述高频逆变电路1与所述LCC谐振电路相连接，所述LCC谐振电路与所述整流电路6相连接；所述整流电路6、负载端等效电容Cf和负载端等效电阻RL并联；所述高频逆变电路1用于将输入的直流电源逆变为高频交流方波电压；所述LCC谐振电路输出第二交流电压；其中，第二交流电压的电压是高频交流方波电压的电压的2-10倍；第二交流电压的频率和高频交流方波电压的频率相等；所述整流电路6将第二交流电压整流成直流电压，最终给负载供电或给
蓄电池充电。
[0022] 如图1所示，该高频逆变电路1包括直流电源、功率开关管Q1、功率开关管Q2、功率开关管Q3、功率开关管Q4、体二极管D1、体二极管D2、体二极管D3、体二极管D4、寄生电容C1、寄生电容C2、寄生电容C3和寄生电容C4；其中，
[0023] 功率开关管Q1的漏极与直流电源正端相连，功率开关管Q1的源极与功率开关管Q3的漏极相连，功率开关管Q3的源极与直流电源负端相连；体二极管D1的一端与功率开关管Q1的漏极相连接，体二极管D1的另一端与功率开关管Q1的源极相连接；体二极管D2的一端与功率开关管Q2的漏极相连接，体二极管D2的另一端与功率开关管Q2的源极相连接；体二极管D3的一端与功率开关管Q3的漏极相连接，体二极管D3的另一端与功率开关管Q3的源极相连接；体二极管D4的一端与功率开关管Q4的漏极相连接，体二极管D4的另一端与功率开关管Q4的源极相连接；寄生电容C1的一端与功率开关管Q1的漏极相连接，寄生电容C1的另一端与功率开关管Q1的源极相连接；寄生电容C2的一端与功率开关管Q2的漏极相连接，寄生电容C2的另一端与功率开关管Q2的源极相连接；寄生电容C3的一端与功率开关管Q3的漏极相连接，寄生电容C3的另一端与功率开关管Q3的源极相连接；寄生电容C4的一端与功率开关管Q4的漏极相连接，寄生电容C4的另一端与功率开关管Q4的源极相连接。
[0024] 如图1所示，LCC谐振电路包括串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cs、并联谐振电容Cp和高频变压器5；其中，
[0025] 所述串联谐振电感Lr的一端连接于功率开关管Q1与功率开关管Q3之间，所述串联谐振电感Lr的另一端与所述高频变压器5的原边的一端相连接；所述串联谐振电容Cs的一端连接于功率开关管Q2与功率开关管Q4之间，所述串联谐振电容Cs的另一端与所述高频变压器5的原边的另一端相连接；所述并联谐振电容Cp的一端与所述高频变压器5的原边的一端相连接；所述并联谐振电容Cp的另一端与所述高频变压器5的原边的另一端相连接。
[0026] 如图1所示，所述整流电路6包括体二极管D5、体二极管D6、体二极管D7和体二极管D8；其中，
[0027] 所述体二极管D5的一端与负载端等效电阻RL的一端相连接，所述体二极管D5的另一端与所述体二极管D7的一端相连接；所述体二极管D7的另一端与负载端等效电阻RL的另一端相连接；所述体二极管D6的一端与负载端等效电阻RL的一端相连接，所述体二极管D6的另一端与所述体二极管D8的一端相连接；所述体二极管D8的另一端与负载端等效电阻RL的另一端相连接；所述高频变压器5的副边的一端连接于体二极管D5与体二极管D7之间，所述高频变压器5的副边的另一端连接于体二极管D6与体二极管D8之间。
[0028] 高频逆变电路1，用于将输入的直流电源逆变为高频交流方波电压。高频逆变电路1采用变频控制的策略，同一桥臂开关管180°互补导通，桥臂斜对脚的两只开关管同时开通和关断，通过改变开关频率控制输出电压。
[0029] 由谐振电感2、串联电容3、并联电容4和高频变压器5组成的LCC谐振网络，实现功率变换功能，根据实际应用的要求，设计不同的谐振参数，在变压器输出端适合的交流电压。
[0030] 变换器采用变频控制策略，同一桥臂开关管180°互补导通，桥臂斜对脚的两只开关管同时开通和关断，通过改变开关频率控制输出电压。
[0031] 对变换器分析之前，先作如下假设：
[0032] 所有开关管均为理想器件；
[0033] 所有电感、电容均为理想器件；
[0034] 输出电容足够大，输出电压为一恒定值；
[0035] 开关频率高于谐振频率，谐振网络呈感性，谐振电感
电流的
相位滞后于桥臂中点电压；
[0036] 变换器工作在谐振电感电流连续模式，电感电流近似正弦。
[0037] 仿真说明如下：
[0038] 为验证本发明，在PSIM中搭建一台功率为500W，输入电压为100V，采用变频定占空比控制的仿真模型，其中输出电压在400-800VDC变化。其中谐振网络参数为：谐振电感80uH，谐振电容100nF。变压器匝比为1:8，由于实际变压器存在漏感，漏感用1uH来代替。在实际实验中寄生电容值不满足实际谐振网络参数需要，需要额外并联电容。
[0039] 图2为忽略变压器漏感影响时的仿真波形。其中Vcp为变压器两端电压，Ils为
谐振腔内电流。
[0040] 图3为考虑变压器漏感时，将电容并联在变压器原边时的仿真波形，仿真实验波形。从图中可以看出，变压器原边电压振荡。引起电磁干扰等问题。
[0041] 图4为考虑变压器漏感时，将电容并联在变压器副边时的仿真波形。从图中看出来，当电容并联在变压器副边，可以消除变压器原边电压振荡，减少电磁干扰，根据变压器匝比关系，并联在副边的电容值小于并联在原边的电容值，减小电容数量，提高变换器功率密度。
[0042] 变压器原副边电压关系U2/U1＝n，其中U2为副边电压，U1原边电压，原副边电流关系为I1/I2＝n,其中I1为原边电流，I2为副边电流。
[0043] 由变压器原副边功率守恒可以得出：
[0044] 可以得出，由于LCC 谐振变换器变压器匝比较大，所以添加到变压器副边电容值可以大大减小。提高变换器功率密度。
[0045] 本发明消除高频变压器寄生电感对LCC谐振变换器的影响，减少并联电容和寄生电感引起的线路振荡，减小电磁干扰；本发明将寄生电感等效到谐振电感中，减小谐振电感体积，增大功率密度；本发明将并联电容并联到高频变压器的副边，减小并联电容值。
[0046] 本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和
修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。
