对组合调幅和调频信号解码
阅读：110发布：2020-05-14
专利汇可以提供对组合调幅和调频信号解码专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本公开是关于一种用于对组合AM/FM编码 信号 解码的方法，所述方法包括以下步骤：将所述编码的 光信号 与来自本地 振荡器 的光组合，所述本地振荡器被配置有本地振荡器 频率 ；通过具有预定义频带宽度的至少一个光电转换器来将所述组合的本地振荡器和编码的光信号转换成一个或多个 电信号 ，从而提供具有一个或多个编码的信号 电流 的放大的且编码的电信号，其中一种状态具有高于另一种状态的振荡频率；对所述编码的信号电流整流，从而获得编码的 功率谱 ，其中所述功率谱具有不同的状态，诸如“0”‑状态和“1”‑状态，所述不同的状态具有不同的功率电平，以使得能够区分所述不同的状态，所述本地振荡器频率通过相对于所述编码的光信号的所述状态中的一个的频率的正本地振荡器 频率偏移 来限定，并且对所述本地振荡器频率偏移进行选择以使其取决于所述频带宽度。，下面是对组合调幅和调频信号解码专利的具体信息内容。
1.一种用于对包括至少两个不同的状态的编码的光信号(2)解码的方法，对所述光信号进行频率和振幅调制，以使得所述不同的状态在频率和振幅上被分开，所述方法包括以下步骤：
·将所述编码的光信号与来自本地振荡器(3)的光组合，所述本地振荡器被配置有本地振荡器频率；
·通过具有预定义频带宽度的至少一个光电转换器(5)将所述组合的本地振荡器和编码的光信号转换成一个或多个电信号，从而提供具有一个或多个编码的信号电流的放大的且编码的电信号，其中一种状态具有高于另一种状态的振荡频率；
·对所述编码的信号电流整流，从而获得编码的功率谱，其中所述功率谱具有不同的状态，所述功率谱的不同的状态具有不同的功率电平，以使得能够区分所述功率谱的不同的状态，
所述本地振荡器频率通过相对于所述编码的光信号的所述状态中的一个的频率的正本地振荡器频率偏移来限定，特征在于
对所述本地振荡器频率偏移进行选择以使其介于所述光电转换器(5)的所述预定义频带宽度的1倍与1.5倍之间。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述至少两个不同的状态包括“0”-状态和“1”-状态。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述功率谱由低通滤波器滤波，从而相对于一种状态减少另一种状态的剩余功率。
4.根据权利要求1或2所述的方法，其中向所述功率谱应用阈值检测，以使得不同的状态被自动地检测。
5.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述状态中的所述一个是具有最高振幅的状态。
6.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述本地振荡器(3)在不存在锁相环的情况下操作。
7.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述本地振荡器频率偏移大于所述光电转换器(5)的所述频带宽度。
8.根据权利要求1或2所述的方法，其中对所述本地振荡器频率偏移进行选择以使其是所述光电转换器(5)的所述频带宽度的近似1.2倍。
9.一种用于传输光信号的方法，所述方法包括以下步骤：
·通过振幅调制AM和频率调制FM来对所述光信号编码，以及
·根据权利要求1-2中任一项来对组合AM和FM信号解码，并且其中组合AM和FM信号的所述编码或解码使用了两个或更多个电平。
10.根据权利要求9所述的方法，其中所述光信号由一个或多个与本地振荡器同步的AM和FM装置来编码。
11.根据权利要求10所述的方法，其中所述一个或多个与本地振荡器同步的AM和FM装置是一个或多个频率啁啾激光器。
12.根据权利要求11所述的方法，其中所述一个或多个频率啁啾激光器是一个或多个直接调制激光器DML或垂直腔面发射激光器VCSEL。
13.根据权利要求9所述的方法，其中所述光信号由一个或多个AM装置和一个或多个FM装置来编码。
14.根据前述权利要求9-13中任一项所述的方法，其中所述光信号被配置有介于3dB与
6dB之间、或者介于4dB与5dB之间、或者近似为4.5dB的AM消光比。
15.根据前述权利要求9-13中任一项所述的方法，其中所述频率调制被配置成使得所述光信号的所述状态之间的频率分隔小于15GHz、或小于14GHz、或小于13GHz、或小于
12GHz、或小于11GHz、或小于10GHz。
16.根据前述权利要求9-13中任一项所述的方法，其中所述频率调制被配置成使得所述光信号的所述状态之间的所述频率分隔取决于所述光电转换器的所述频带宽度。
17.根据前述权利要求9-13中任一项所述的方法，其中所述频率调制被配置成使得所述光信号的所述状态之间的所述频率分隔与所述光电转换器(5)的所述频带宽度以比例因数成比例。
18.根据权利要求17所述的方法，其中比例因数是介于0.2与1.4之间，或者介于0.4与
1.2之间、或者介于0.8与1.2之间、或者介于0.9与1.1之间，或者是1。
19.一种用于对包括至少两个不同状态的组合AM和FM编码的光信号(2)解码的检测器系统，所述检测器系统包括：
·本地振荡器(3)，所述本地振荡器被配置有本地振荡器频率；
·耦合装置(4)，所述耦合装置被配置用于将所述编码的光信号(2)与来自所述本地振荡器的光耦合；
·具有预定义频带宽度的一个或多个光电转换器(5)，所述一个或多个光电转换器被配置用于提供具有一个或多个编码的信号电流的放大的且编码的电信号，其中一种状态具有高于另一种状态的振荡频率；
·整流器(6)，所述整流器被配置用于对所述信号电流整流以提供功率谱，其中所述功率谱具有不同的状态，所述功率谱的不同的状态具有不同的功率电平，以使得能够区分所述功率谱的不同的状态，
所述本地振荡器频率通过相对于所述编码的光信号的所述状态中的一个的频率的正本地振荡器频率偏移来限定，特征在于
对所述本地振荡器频率偏移进行选择以使其介于所述光电转换器的所述预定义频带宽度的1倍与1.5倍之间。
20.根据权利要求19所述的检测器系统，其中所述不同的状态包括“0”-状态和“1”-状态。
21.根据权利要求19或20所述的检测器系统，其还包括低通滤波器，所述低通滤波器被配置用于相对于一种状态减少另一种状态的剩余功率，以使得具有不同的功率电平的不同状态能够更为容易区分。
22.根据权利要求19或20所述的检测器系统，其还包括阈值检测模块，所述阈值检测模块被配置用于对所述功率谱进行阈值检测，以使得不同的状态被自动地检测。
23.根据权利要求20所述的检测器系统，其中所述本地振荡器(3)是非冷却激光器或温控激光器。
24.根据权利要求23所述的检测器系统，其中所述本地振荡器(3)是DML和/或VCSEL。
25.根据权利要求19或20所述的检测器系统，其中所述状态中的所述一个是具有最高振幅的状态。
26.根据权利要求19或20所述的检测器系统，其中所述本地振荡器频率偏移大于所述光电转换器(5)的所述频带宽度。
27.根据权利要求19或20所述的检测器系统，其中对所述本地振荡器频率偏移进行选择以使其是所述光电转换器(5)的所述频带宽度的近似1.2倍。
28.一种光通信系统，所述光通信系统包括至少一个发射器和包括根据权利要求19或
20所述的检测器系统的至少一个接收器。
29.根据权利要求28所述的光通信系统，其中所述发射器被配置来通过一个或多个组合式AM和FM装置来产生组合AM和FM信号。
30.根据权利要求28或29所述的光通信系统，其中所述发射器被配置来通过一个或多个AM装置和一个或多个FM装置来产生组合AM和FM信号。
31.根据权利要求28或29所述的光通信系统，其中所述接收器被配置用于执行根据权利要求1或2所述的方法。
对组合调幅和调频信号解码
发明领域
[0001] 本公开是关于对组合调幅(AM)和调频(FM)信号进行编码和解码。
[0002] 发明背景
[0003] 通信系统是信息的产生、传输、接收以及解码，所述信息可以表示为一系列“0”-状态和“1”-状态；并且对于社会来说是极其重要的。在使用直调激光器的光通信系统中，可能会出现频率啁啾。这是使光波长(或频率)取决于光功率的效应。换言之，“0”-状态的波长(或频率)将不同于“1”-状态的波长(或频率)。通信系统中的频率啁啾被认为是不希望的并且远远不是最优的，因为它限制了传输距离，这归因于传输光纤中的色散，所述色散将啁啾诱导的频率展宽转换成时间展宽，这会引起相邻的码元重叠并且因此错误地解码。因此，频率啁啾调制在光通信系统中不是优选的。相反，调制器或激光器被制造成使得频率啁啾被充分压制以用于光通信系统。
[0004] 无啁啾操作要求啁啾管理激光器或外调制器；这两者都伴随高价格以及增加的功率消耗和热量。另一方面，具有频率啁啾的调制器或激光器伴随低成本。因此，如果例如光通信系统中能够更好地容忍频率啁啾调制器，那么就存在一种经济资产。
[0005] 存在允许频率啁啾调制器用在光通信系统中的解决方案，但这些解决方案具有用于对频率啁啾进行补偿的装置。这意味着需要以一种方式实现例如滤波器或多个复杂的硬件解决方案，以使得动态线宽展宽被消除并且因此不被利用。
[0006] 缺少的是不仅容忍频率啁啾调制，而且利用频率啁啾调制固有的动态线宽展宽的通信系统。
[0007] 在光通信系统中，存在两种熟知的检测技术：
[0008] ●直接检测
[0009] ●相干检测
[0010] 直接检测是仅检测振幅，而相干检测是检测振幅和相位两者。相干检测相较于直接检测具有许多优点，包括高于直接检测的灵敏度并且因此在长距离(核心网络)通信系统中越来越优选，在所述通信系统中，收发器成本由大量用户分担，相对地城域网和接入网对收发器成本十分敏感。然而，相干检测在信号由本地振荡器(LO)解调时要求载波相位的信息，所述本地振荡器由用作绝对相位参考的锁相环控制。利用锁相环进行操作对系统方面提出了严格的要求。两个熟知的锁相环的要求是：
[0011] ●LO与编码器之间的同步
[0012] ●LO和编码器的窄光学线宽
[0013] 如果这些要求未被满足，那么相干检测就不能正常工作。可以在光(模拟)域或具备数字信号处理(DSP)的数字域中产生锁相环。不管锁相环如何实现，相干检测始终要求利用具有窄光学线宽的高成本激光器来操作。
[0014] 在光通信中，1988年的第十四届欧洲会议(会议公开号292)第2卷，第57-60页的Emura K.等人的“4to 5Gb/s phase diversity homodyne detection experiment”公开了一种用于检测ASK和FSK光信号的相干光接收器，其中对检测信号的整流借助于包络检测来执行。
[0015] 1984年的第24期Electronics Letters第20卷，第1022-1023页的Emura K.等人的“Novel Optical FSK Heterodyne single filter detection system using a direct modulated DFB-laser diode”，1989年的第6期In IEEE Photonics Technology Letters第1卷，第140-141页的Chung Y C等人的“Novel FSK heterodyne single-filter detection system using no IF frequency lock”和EP 0 145 972A1中公开了类似装置。
[0016] 在将来用于城域网和接入网的光通信系统中，需要提供低成本解决方案的检测技术。
[0017] 发明概述
[0018] 为了处理和解决上述问题和需求，本公开是关于一种使用和利用频率啁啾的通信系统。确切地说，本公开是关于一种在通信系统中提供编码和解码的通信系统，在其中有可能消除锁相环，并且因此为光通信系统提供低成本解决方案。
[0019] 本公开描述采用诸如利用频率啁啾激光器获得的组合振幅调制(AM)和频率调制(FM)来进行信号处理，并且对这个组合AM和FM编码信号进行解码，包括以下步骤：将所述编码的光信号与来自本地振荡器的光组合，所述本地振荡器被配置有本地振荡器频率；通过具有预定义频带宽度的至少一个光电转换器来将组合的本地振荡器和编码的光信号转换成一个或多个电信号，从而提供具有一个或多个编码的信号电流的放大的且编码的电信号，其中一种状态具有高于另一种状态的振荡频率；对编码的信号电流整流，从而获得编码的功率谱，其中所述功率谱具有不同的状态，诸如“0”-状态和“1”-状态，所述不同的状态具有不同的功率电平，以使得能够区分所述不同的状态，所述本地振荡器频率通过相对于所述编码的光信号的状态之一的频率的正本地振荡器频率偏移来限定，并且对所述本地振荡器频率偏移进行选择以使其取决于所述频带宽度。
[0020] 本公开描述信号处理，包括以下步骤：通过振幅和频率调制来对光信号编码，并且对组合AM和FM信号解码，并且其中对组合AM和FM信号编码或解码使用了两个或更多个电平。典型地使用两个电平诸如“0”-状态和“1”状态，以使得在频率和振幅上分开不同的状态，但通信系统还可以采用包含超过两个状态的字母表。这典型表达为“高级调制格式”、“高阶调制格式”或“多电平调制格式”。优点是通过使用超过两个状态，有可能将超过一个比特的信息编码到单一码元中。作为实例，采用四个振幅电平的系统将能够对每个码元两个比特进行编码，采用四个频率电平的系统将能够对每个码元两个比特进行编码，并且独立地采用四个振幅和四个频率电平的系统将能够对每个码元四个比特进行编码。除了振幅和频率之外，信息还可以在载波的相位上、在载波的偏振上编码，编码为脉冲宽度的变化或脉冲位置的变化。
[0021] 本公开还提供一种用于对包括至少两个不同类型的状态诸如“0”-状态和“1”-状态的组合AM和FM编码的光信号解码的检测器系统，所述检测器系统包括：本地振荡器，所述本地振荡器被配置有本地振荡器频率；耦合装置，所述耦合装置被配置用于将编码的光信号与来自本地振荡器的光耦合；具有预定义频带宽度的一个或多个光电转换器，所述一个或多个光电转换器被配置用于提供具有一个或多个编码的信号电流的放大的且编码的电信号，其中一种状态具有高于另一种状态的振荡频率；整流器，所述整流器被配置用于对所述信号电流整流以提供功率谱，其中所述功率谱具有不同的状态，诸如“0”-状态和“1”-状态，所述不同的状态具有不同的功率电平，以使得能够区分所述不同的状态，所述本地振荡器频率通过相对于所述编码的光信号的状态中的一个的频率的正本地振荡器频率偏移来限定，并且对所述本地振荡器频率偏移进行选择以使其取决于所述频带宽度。
[0022] 另外地，检测器可以包括低通滤波器，所述低通滤波器被配置用于相对于一种状态减少另一种状态的剩余功率，诸如“0”-状态和“1”-状态，所述状态具有不同的功率电平，能够更为容易区分。
[0023] 因此，本公开进一步是关于一种光通信系统，所述光通信系统包括至少一个发射器和包括本文公开的检测器系统的至少一个接收器。
[0025] 图1示出了在来自本地振荡器的光与组合AM和FM信号组合之前的该信号的谱的实施方案。
[0026] 图2示出了在来自本地振荡器的光与组合AM和FM信号组合(又称为混拍)之前和之后的该信号的谱的实施方案。
[0027] 图3示出了整流之前的信号电平的实施方案。
[0028] 图4示出了整流和低通滤波之后的信号电平的实施方案。
[0029] 图5示出了对RF信号进行半波和全波整流的实施方案。
[0030] 图6示出了本公开的实施方案。
[0033] 图9示出了使用具有与系统(100km SSMF)的比特率相同的带宽的光电二极管根据本发明本地振荡器失谐的实例。
[0034] 图10示出了使用具有为系统(100km SSMF)的比特率的1.5倍的带宽的光电二极管根据本发明本地振荡器失谐的实例。
[0035] 图11示出了接收器灵敏度在10e-9的BER下如何取决于LO失谐的实例。
[0037] 图13示出了AM消光比如何取决于用于驱动VCSEL的数据信号的峰间电压的实例。
[0038] 图14示出了在5Gbps背靠背下以及在100km SSMF传输之后最优驱动振幅和所得FM位移作为PD带宽的函数的实例。
[0039] 图15示出了零电平(F0)和一电平(F1)的频率如何取决于驱动振幅的实例。
[0040] 图16示出了相对于信号中心频率和F1的最优LO频率偏移在5Gbps和7.5Ghz光电二极管下如何随着驱动振幅变化的实例(背靠背)。
[0041] 图17示出了相对于信号中心频率和F1的最优LO频率偏移在5Gbps和7.5GHz光电二极管下如何随着驱动振幅变化的实例(100km SSMF)
[0042] 图18示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为5Gbps背靠背系统的比特率的1.5倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。
[0043] 图19示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为5Gbps背靠背系统的比特率的2倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。
[0044] 图20示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为5Gbps的40km SSMF系统的比特率的1.5倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。
[0045] 图21示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为5Gbps的40km SSMF系统的比特率的2倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。
[0046] 图22示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为5Gbps的80km SSMF系统的比特率的1.5倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。
[0047] 图23示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为5Gbps的80km SSMF系统的比特率的2倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。
[0048] 图24示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为10Gbps背靠背系统的比特率的1.5倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。
[0049] 图25示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为10Gbps背靠背系统的比特率的2倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。
[0050] 图26示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为10Gbps的40km SSMF系统的比特率的1.5倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。
[0051] 图27示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为10Gbps的40km SSMF系统的比特率的2倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。
[0052] 图28示出了最优FM位移如何取决于5Gbps系统的光检测器带宽和传输距离的实例。
[0053] 图29示出了最优FM位移如何取决于10Gbps系统的光检测器带宽和传输距离的实例。
[0054] 发明详述
[0055] 消除锁相环
[0056] 由于相干检测本身要求本地振荡器的锁相环，本公开可以被视为不同于相干(同步)检测。本公开可能更偏向于定义为异步检测，这意味着本地振荡器可以在不存在锁相环的情况下操作或者可以在不与信号同步的情况下操作。虽然相干检测系统包括某种类型的锁相环(模拟锁相环或数字锁相环)，但本公开既不要求模拟锁相环也不要求数字锁相环。本公开的一个优点因此是具有消除对模拟/数字锁相环的需求的能力。在本公开中，锁相环可以通过利用频率啁啾来消除。本公开使用一种信号，所述信号既调振幅又调频率，诸如利用频率啁啾调制器获得的信号，并且使得这与组合AM和FM信号的解码相结合可以消除对锁相环的需求。FM负责将电平分割成不同的频率，而AM负责将电平分割成不同的功率。因此，将AM和FM信号处理组合意味着已向编码信号给予与由FM信号编码的不同状态相关的附加信息。可以消除对锁相环的需求的是整流和组合AM和FM信号的组合。虽然先前的观念陈述了频率啁啾通信系统提供次最优的解决方案，但本公开利用频率啁啾并且使得频率啁啾通信系统的最优解决方案具有增加的接收器灵敏度、波长(信道)选择性以及改进的传输性能。以此方式，本公开是关于一种提供相干检测的优点的通信系统，所述优点即增加的接收器灵敏度、波长(信道)选择性以及改进的传输性能。另外，本公开是关于一种不具有相干检测的缺点的通信系统；本公开在存在频率啁啾调制的情况下工作并且不要求锁相环(无论是模拟锁相环还是数字锁相环)。其结果是，因此有可能使用具有宽线宽的低成本激光器作为本地振荡器，而且作为AM和FM发射器/编码器，从而降低尤其是未来光通信系统的总成本。作为实例，本公开可以提供一种用于异步检测的方法和系统，所述异步检测将垂直腔面发射激光器(VCSEL)用作本地振荡器(用于解码)并且将直接调制VCSEL用作发射器或调制器(用于编码)。使用无需锁相环就操作的本地振荡器可以实现一种方法和一种系统，其中不需要实现锁相环所用的复杂的算法或硬件。
[0057] 在一个实施方案中，有可能使用在存在锁相环的情况下操作的本地振荡器。像这样使用本地振荡器，接收器变成了相干检测器。使用在存在锁相环的情况下操作的本地振荡器以及组合AM和FM传输仍然可以提供带来改进的色散容忍度和改进的消光比的一种系统和一种方法。因此，并不要求本地振荡器在不存在锁相环的情况下操作，而宁可说是一种优点。
[0058] 光电转换
[0059] 在本发明的一个实施方案中，将光信号转换成一个或多个电信号的步骤通过具有预定义频带宽度的至少一个光电转换器来提供。
[0060] 有限振幅消光比的容忍度
[0061] 使用直接调制装置可以提供在发射器处在有限振幅消光比下操作的能力。由于一个状态下剩余功率中的一些可能会通过低通滤波来进一步减少或去除，本公开对有限振幅消光比可以具有更大的容忍度。
[0062] 消除色散补偿
[0063] 本公开的一个优点可以是具有在存在直调激光器的高动态频率啁啾的情况下操作的能力。由于啁啾诱导的谱展宽可以通过与LO耦合、整流和低通滤波的过程来去除，可以使用啁啾激光器改进可实现的传输距离。本公开的另一个优点可以是具有减少受色散影响的谱的能力。因此，相对于直接检测方法，可以改进色散容忍度。本公开的另一个优点可以是具有消除对模拟/数字色散补偿的需求的能力。
[0064] 低通滤波
[0065] 低通滤波器的典型作用是去除信号的波纹，并且因此低通滤波器的作用还可以是如同在常规配置中一样清洁信号。在一些实施方案中，将低通滤波器与组合AM和FM信号相组合实现了在有限振幅消光比下操作的能力，以及还有在存在直调激光器的高动态频率啁啾的情况下操作的能力。可以数字地或模拟地应用低通滤波。
[0066] 阈值检测
[0067] 在一个实施方案中，可能要求将阈值应用于功率谱，以使得不同的状态诸如“0”-状态和“1”-状态被自动地检测。以此方式，有可能得到与编码状态有关的信息。可以通过使用阈值检测模块(又称为判决电路)来实现阈值检测。可以数字地或模拟地应用阈值检测。
[0068] 耦合
[0069] 耦合装置可以是3dB耦合器、6dB耦合器或90度混合器或类似装置。可能使用各种耦合器或混合器，但3dB耦合器一般来说要比90度混合器简单，并且因此3dB耦合器可能是优选的。一个或多个光电转换器可以是光电二极管。
[0070] 整流
[0071] 整流器是被配置用于执行整流的装置。整流器和整流是解码的一部分。可以数字地或模拟地应用整流。使用整流器可以提供降低的计算复杂性和/或硬件以及因此总成本。例如，可以在不存在模拟/数字(A/D)转换器的情况下使用整流器。本公开的一个优点是因此具有消除对模拟/数字(A/D)转换器的需求的能力。整流可以执行为半波整流，以使得信号的正部分或负部分被去除。有可能在存在具有非线性传递函数的门的情况下进行半波整流。门可以是偏置的，以使得例如信号的负部分低于门的阈值。整流还可以执行为全波整流，诸如矩形波整形(squaring)元件，其中所有负值被转换成正值。如上所述，整流可以是矩形波整形。这可以在硬件或软件中实现。在软件中实现的情况下，模拟/数字转换器可以在数字信号处理器(DSP)中处理之前实现。矩形波整形的替代方案可以通过对信号进行希尔伯特变换来获得。然而，各种其他解决方案也是可能的。模拟整流器的实例包括XOR门和二极管电桥。XOR门和二极管电桥都允许在不存在DSP的情况下进行实时信号处理，并且因此可能比DSP优选。
[0072] 灵敏度
[0073] 本公开的一个优点可以是本公开提供与相干检测能够在比直接检测低10-15dB的输入下操作类似的性能改进。这归因于本地振荡器的放大性能，所述本地振荡器可以实现这个性能。
[0074] 编码
[0075] 在本公开的一个实施方案中，信号由一个或多个同时的AM和FM装置来编码，诸如频率啁啾激光器和/或直调激光器，尤其是DML或VCSEL。因此，发射器被配置来通过一个或多个组合式AM和FM装置，诸如频率啁啾激光器，尤其是DML或VCSEL来产生组合AM和FM信号。DML和VCSEL都具有宽线宽并且一般而言具有低成本。
[0076] 在本公开的另一个实施方案中，信号由一个或多个单独的AM装置和一个或多个单独的FM装置来编码，以使得这允许使用具有更多振幅和频率电平的更为高级的调制格式。因此，发射器被配置来通过一个或多个单独的AM装置和一个或多个单独的FM装置来产生组合AM和FM信号。
[0077] 不管组合AM和FM信号如何产生，频率调制都负责将不同的状态转换成不同的频率，而振幅调制负责在振幅上分开不同的状态，从而方便地供应不同的状态中的常规系统不包括的另外的信息。
[0078] 不同的频率即不同的状态通过频率分隔(又称为FM位移)来分开。因此，FM位移被定义为调频(FM)信号的两个状态之间的频率分隔。作为实例，FM位移是组合AM-FM信号(即，光信号)的“0”-状态与“1”-状态之间的差异。
[0079] 在本发明的一个实施方案中，频率调制被配置成使得光信号的状态之间的频率分隔即FM位移小于15GHz、或小于14GHz、或小于13GHz、或小于12GHz、或小于11GHz、或小于10GHz。。
[0080] 在本发明的另一个实施方案中，频率调制被配置成使得光信号的状态之间的频率分隔取决于光电转换器的频带宽度。
[0081] 在本发明的又另一个实施方案中，频率调制被配置成使得光信号的状态之间的频率分隔与光电转换器的频带宽度以比例因数成比例。
[0082] 在本发明的优选的实施方案中，比例因数是介于0.2与1.4之间，诸如介于0.4与1.2之间、诸如介于0.8与1.2之间、诸如介于0.9与1.1之间，诸如1。
[0083] 在本发明的一些实施方案中，比例因数取决于传输距离。
[0084] 在本发明的其他实施方案中，比例因数取决于通过数据传递速度限定的以Gbps测量的传输速度。
[0085] 信号
[0086] 在一个实施方案中，信号是光信号。在一些实施方案中，信号可以是RF信号。另外，信号可以是自由空间或光纤中的信号。而且，信号可以包括一个或多个波长信道。
[0087] 在本发明的最优选的实施方案中，信号例如光信号被配置有介于3dB与6dB之间、优选地介于4dB与5dB之间、更优选地近似4.5dB的AM消光比。使用这种配置可以例如实现传输系统的简单设置。
[0088] 本地振荡器
[0089] 在一个实施方案中，本地振荡器是非冷却激光器，诸如DML和/或VCSEL。虽然非冷却激光器成本较低，但高成本温控激光器也可以用作本地振荡器。本地振荡器可以被调谐到信号的频率或波长。这可以是带内或带外配置。在带内配置中，LO被调谐到信号的谱内的频率或波长。在带外配置中，LO被调谐到信号的谱外的频率或波长。以此方式，可以使用本地振荡器来实现波长选择性。将本地振荡器用作波长选择器意味着本公开可以在不存在滤波器的情况下使用。然而，波长信道可以由一个或多个光滤波器来滤波。通过将本地振荡器调谐到一种状态定位所处的频率，可以将所述状态上转换成可能低于另一个上转换状态的频率。通常可以将信号上转换成等于所述信号与LO的频率之间的瞬时频率差值的频率。在一些实施方案中，调谐可能依系统而定；具体而言，调谐可以取决于温度。因此，给定状态的调谐可以包括将LO调谐到谱内或谱外的频率或波长。
[0090] 与相干检测类似，本地振荡器可以用作波长选择性装置，从而消除在检测器之前对光滤波器的需求。
[0091] 在本发明的一个实施方案中，本地振荡器具有高于状态之一的频率，其中状态之一是具有最高振幅的状态。
[0092] 在本发明的另一个实施方案中，本地振荡器频率偏移大于光电转换器的带宽。
[0093] 在本发明的又另一个实施方案中，对本地振荡器频率偏移进行选择以使其为光电转换器的带宽的1倍和1.5倍之间，最优选地是光电转换器的带宽的近似1.2倍。近似的含义此处应理解为相差最多20％。
[0094] 误差检测
[0095] 在另一个实施方案中，可以有利地为系统验证实现误差检测。误差检测可以使用误差检测模块，诸如误码率测试器来实现。
[0096] 偏振无关性
[0097] 在本公开的一个实施方案中，例如在商业系统中实现的情况下获得偏振无关性可能是优选的。存在获得偏振无关性的若干方法。一种方法可以是使用偏振分集接收器，可以包括将信号和来自本地振荡器的光分割成两个正交偏振，从而获得四个信道，并且之后将这四个信道组合。获得偏振无关性的另一种方式可以是使用偏振扰频器。可以使用各种其他方法。获得偏振无关性的第三种方式可以是利用自适应偏振控制，这意味着将信号的偏振与光的偏振对准。可替代地，偏振无关性可以通过将光的偏振与信号的偏振对准来获得。在优选的实施方案中，这可以自动地完成。这可以例如通过扫描和控制LO的偏振来实现。可替代地，这可以通过扫描和自动地控制信号的偏振来实现，其中扫描和控制可以包括组合信号的最大化。在手动配置中，可以使用手动偏振控制器来将信号或光的偏振偏振至光或信号的偏振。
[0098] 实例
[0099] 实例1-在与LO组合之前的谱：
[0100] 图1示出了在来自本地振荡器的光与组合AM和FM信号组合之前的该信号的谱的实施方案。所述谱具有对应于“0”-状态0和“1”-状态1的两个峰值。“0”-状态0与“1”状态1在频率和振幅上分开。消光比是“0”-状态与“1”-状态之间的功率比。
[0101] 实例2-在与LO组合之后的谱：
[0102] 图2示出了在来自本地振荡器的光与组合AM和FM信号组合(又称为混拍)之前和之后的该信号的谱的实施方案。可以看到本地振荡器被调谐到“1”-状态1定位所处的频率。LO被调谐成接近但未精确达到“1”-状态1。“1”-状态被上转换成低于上转换的“0”-状态0的频率。消光比是“0”-状态0与“1”-状态1之间的功率比。值得注意的是，在信号与来自本地振荡器的光混拍之后，接着对所述信号整流，“0”-状态降低，从而给出改进的消光比。当信号处于“1”-状态1时，振幅较高，并且振荡频率较低。当信号处于“0”-状态0时，振幅较低，并且振荡频率较高。
[0103] 实例3–整流之前的信号：
[0104] 图3示出了整流之前的信号电平的实施方案。使用90度混合器来获得这个信号，以使得所述信号包括同相分量和正交分量。相对于这个信号，所述信号的同相分量和正交分量自身并未给出与所述信号有关的信息。
[0105] 实例4–整流之后的信号：
[0106] 图4示出了整流和低通滤波之后的信号电平的实施方案。使用90度混合器来获得这个信号，以使得所述信号包括同相分量和正交分量。将同相分量和正交分量组合成单一信号并且之后对其整流。相对于这个信号，整流过的信号给出了与所述信号相关的信息。有关“0”-状态和“1”-状态的信息是有意义的，并且可以使用阈值检测来确定。
[0107] 实例5-整流：
[0108] 图5示出了对RF信号进行半波和全波整流的实施方案。使用半波整流意味着一半信号被擦除。
[0109] 实例6-系统：
[0110] 图6示出了本公开的实施方案。将组合AM/FM编码信号2连同来自本地振荡器3的光组合到耦合器4中，在两个光电转换器5中，将所述信号转换成两个电信号，并且将它们进一步传递到整流器6中，在其中对电信号进行解码。
[0111] 实例7-使用具有与系统(背靠背)的比特率相同的带宽的光电二极管的本地振荡器失谐：
[0112] 图7示出了针对各种本地振荡器频率误码率(BER)如何取决于接收器输入功率的实例。所示的实例已被模型化。在这个实例中，示出是背靠背的关系。在这个实例中，光电二极管的带宽是5GHz，这等于系统的比特率(5Gbps)。已发现LO频率和驱动振幅的最优值。驱动振幅固定在这个最优值上，并且LO频率在其最优值左右变化。因此，可以例如针对给定失谐发现BER为10e-9的接收器灵敏度。这个实例显示光电转换器(在这种情况下的光电二极管)具有预定义频带宽度。因此，光电二极管的预定义频带宽度与系统的比特率成比例，并且在这个实例中，比例因数是1。
[0113] 实例8-使用具有为系统(背靠背)的比特率的1.5倍的带宽的光电二极管的本地振荡器失谐：
[0114] 图8示出了针对各种本地振荡器频率误码率(BER)如何取决于接收器输入功率的实例。所示的实例已被模型化。在这个实例中，示出是背靠背的关系。在这个实例中，光电二极管的带宽是7.5GHz，这是系统的比特率(5Gbps)的1.5倍。已发现LO频率和驱动振幅的最优值。驱动振幅固定在这个最优值上，并且LO频率在其最优值左右变化。因此，可以例如针对给定失谐发现BER为10e-9的接收器灵敏度。这个实例显示光电转换器(在这种情况下的光电二极管)具有预定义频带宽度。因此，光电二极管的预定义频带宽度与系统的比特率成比例，并且在这个实例中，比例因数是1.5。
[0115] 实例9-使用具有与系统(100km SSMF)的比特率相同的带宽的光电二极管的本地振荡器失谐：
[0116] 图9示出了针对各种本地振荡器频率误码率(BER)如何取决于接收器输入功率的实例。所示的实例已被模型化。在这个实例中，示出是背靠背的关系。在这个实例中，光电二极管的带宽是5GHz，这等于系统的比特率(5Gbps)。已发现LO频率和驱动振幅的最优值。驱动振幅固定在这个最优值上，并且LO频率在其最优值左右变化。因此，可以例如针对给定失谐发现BER为10e-9的接收器灵敏度。这个实例显示光电转换器(在这种情况下的光电二极管)具有预定义频带宽度。因此，光电二极管的预定义频带宽度与系统的比特率成比例，并且在这个实例中，比例因数是1。
[0117] 实例10-使用具有为系统(100km SSMF)的比特率的1.5倍的带宽的光电二极管的本地振荡器失谐：
[0118] 图10示出了针对各种本地振荡器频率误码率(BER)如何取决于接收器输入功率的实例。所示的实例已被模型化。在这个实例中，示出是背靠背的关系。在这个实例中，光电二极管的带宽是7.5GHz，这是系统的比特率(5Gbps)的1.5倍。已发现LO频率和驱动振幅的最优值。驱动振幅固定在这个最优值上，并且LO频率在其最优值左右变化。因此，可以例如针对给定失谐发现BER为10e-9的接收器灵敏度。这个实例显示光电转换器(在这种情况下的光电二极管)具有预定义频带宽度。因此，光电二极管的预定义频带宽度与系统的比特率成比例，并且在这个实例中，比例因数是1.5。
[0119] 实例11-LO失谐代价：
[0120] 图11示出了接收器灵敏度在10e-9的BER下如何取决于LO失谐的实例。所示的实例已被模型化。在这个实例中，相关性是基于来自图7-图10的数据。这个实例显示使用具有为系统的比特率的1.5倍的带宽的光电二极管改进了接收器灵敏度。这种改进在低色散(背靠背)情况下更为显著。因此，这个实例显示LO失谐通过增加光电二极管带宽来增加。另外，色散使LO失谐从在最优LO频率周围对称朝向对正失谐值比对负失谐值更具有容忍度方向移动。曲线图下方的表格中列出了1-dB容忍度。
[0121] 实例12-频率调制(FM位移)对VCSEL驱动振幅：
[0122] 图12示出了FM位移如何取决于用于驱动VCSEL的数据信号的峰间电压的实例。所示的实例已被模型化。可以从图12的曲线图中看到，FM位移与VCSEL的驱动振幅之间存在线性关系。已发现，所述关系与比特率无关。
[0123] 实例13-AM消光比对VCSEL驱动振幅：
[0124] 图13示出了AM消光比如何取决于用于驱动VCSEL的数据信号的峰间电压的实例。所示的实例已被模型化。可以从图13的曲线图中看到，AM消光比与VCSEL的驱动振幅之间存在线性关系。已发现，所述关系与比特率无关。
[0125] 实例14-最优FM位移对PD带宽：
[0126] 图14示出了在5Gbps背靠背下以及在100km SSMF传输之后最优驱动振幅和所得FM位移作为PD带宽的函数的实例。所示的实例已被模型化。可以看到，对于低色散(背靠背)，最优FM位移几乎等于带宽。对于高色散(100km SSMF)，最优FM位移随增加的PD带宽几乎恒定。高FM位移的优点被增加的色散代价所抵消，因为对于高FM位移存在增加的光信号带宽。
[0127] 实例15–相对于1-电平频率的最优LO频率偏移：
[0128] 图15示出了零电平(F0)和一电平(F1)的频率如何取决于驱动振幅的实例。所示的实例已被模型化。相对于未调制的VCSEL的频率(即，F0＝F1＝0)来归一化所述频率。F0和F1两者都线性地取决于驱动振幅。F1朝向较高频率移动，而F0移至较低频率。其间的中心频率略微朝向较低频率移动。这归因于由VCSEL的加热引起的绝热啁啾，所述加热归因于VCSEL驱动信号的RMS功率。在本发明的一个实施方案中，中心频率位移通过温控VCSEL来消除。
[0129] 实例16–相对于信号中心频率和F1的最优LO频率偏移(背靠背)：
[0130] 图16示出了相对于信号中心频率和F1的最优LO频率偏移在5Gbps和7.5Ghz光电二极管下如何随着驱动振幅变化的实例(背靠背)。所示的实例已被模型化。可以看到，LO应被调谐成相对于F1具有恒定偏移，而不管驱动振幅如何，并且因此同样与FM位移无关。
[0131] 实例17–相对于信号中心频率和F1的最优LO频率偏移(100km SSMF)：
[0132] 图17示出了相对于信号中心频率和F1的最优LO频率偏移在5Gbps和7.5GHz光电二极管下如何随着驱动振幅变化的实例(100km SSMF)。所示的实例已被模型化。可以看到，LO频率对于所有驱动振幅以及因此对于FM位移的所有值来说几乎是一样的。换言之，这个实例显示了实例16中给出的实例的对立面。从这个实例可以看到，最优LO频率与色散相关。
[0133] 实例18–相对于F1的最优LO频率偏移在使用为比特率(背靠背，5Gbps)的1.5倍的光电二极管带宽时作为FM位移的函数：
[0134] 图18示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为背靠背系统的比特率的1.5倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。所示的实例已被模型化。不同固定的AM消光比的结果也被包括在模型化结果中。因此，在这个实例中，显示出本地振荡器的频率被选择成具有相对于(优选地高于)编码的光信号中的状态之一(优选地为具有最高振幅的状态)的频率的预定义偏移。进一步显示出所述偏移取决于光电转换器的带宽。在这个实例中，光电转换器的带宽是7.5GHz，并且偏移是介于7至9GHz之间。因此，在这个实例中，所述偏移被选择成介于光电转换器的带宽的0.9倍与1.2倍之间。从这个实例可以看到，最优LO频率偏移随着FM位移变化很小。换言之，所述偏移在介于光电转换器的带宽的近似1倍与1.5倍之间的范围内变化很小。在这个实例中，已显示对于低色散，最优LO频率偏移与AM消光比无关。
[0135] 实例19–相对于F1的最优LO频率偏移在使用为比特率(背靠背，5Gbps)的2倍的光电二极管带宽时作为FM位移的函数：
[0136] 图19示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为背靠背系统的比特率的2倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。所示的实例已被模型化。不同固定的AM消光比的结果也被包括在模型化结果中。因此，在这个实例中，显示出本地振荡器的频率被选择成具有相对于(优选地高于)编码的光信号中的状态之一(优选地为具有最高振幅的状态)的频率的预定义偏移。进一步显示出所述偏移取决于光电转换器的带宽。在这个实例中，光电转换器的带宽是10GHz，并且偏移是介于9.5至12.5GHz之间。因此，在这个实例中，所述偏移被选择成介于光电转换器的带宽的0.95倍与1.25倍之间。从这个实例可以看到，最优LO频率偏移随着FM位移变化很小。换言之，所述偏移在介于光电转换器的带宽的近似1倍与1.5倍之间的范围内变化很小。在这个实例中，已显示对于低色散，最优LO频率偏移与AM消光比无关。
[0137] 实例20–相对于F1的最优LO频率偏移在使用为比特率(40km SSMF，5Gbps)的1.5倍的光电二极管带宽时作为FM位移的函数：
[0138] 图20示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为40km SSMF系统的比特率的1.5倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。所示的实例已被模型化。不同固定的AM消光比的结果也被包括在模型化结果中。因此，在这个实例中，显示出本地振荡器的频率被选择成具有相对于(优选地高于)编码的光信号中的状态之一(优选地为具有最高振幅的状态)的频率的预定义偏移。进一步显示出所述偏移取决于光电转换器的带宽。在这个实例中，光电转换器的带宽是7.5GHz，并且偏移是介于大约7至10GHz之间。因此，在这个实例中，所述偏移被选择成介于光电转换器的带宽的0.9倍与1.35倍之间。从这个实例可以看到，最优LO频率偏移随着FM位移变化很小。换言之，所述偏移在介于光电转换器的带宽的近似1倍与1.5倍之间的范围内变化很小。在这个实例中，已显示对于相对较低的色散，最优LO频率偏移与AM消光比无关。
[0139] 实例21–相对于F1的最优LO频率偏移在使用为比特率(40km SSMF，5Gbps)的2倍的光电二极管带宽时作为FM位移的函数：
[0140] 图21示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为40km SSMF系统的比特率的2倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。所示的实例已被模型化。不同固定的AM消光比的结果也被包括在模型化结果中。因此，在这个实例中，显示出本地振荡器的频率被选择成具有相对于(优选地高于)编码的光信号中的状态之一(优选地为具有最高振幅的状态)的频率的预定义偏移。进一步显示出所述偏移取决于光电转换器的带宽。在这个实例中，光电转换器的带宽是10GHz，并且偏移是介于大约9至13GHz之间。因此，在这个实例中，所述偏移被选择成介于光电转换器的带宽的0.9倍与1.3倍之间。从这个实例可以看到，最优LO频率偏移随着FM位移变化很小。换言之，所述偏移在介于光电转换器的带宽的近似1倍与1.5倍之间的范围内变化很小。在这个实例中，已显示对于相对较低的色散，最优LO频率偏移与AM消光比无关。
[0141] 实例22–相对于F1的最优LO频率偏移在使用为比特率(80km SSMF，5Gbps)的1.5倍的光电二极管带宽时作为FM位移的函数：
[0142] 图22示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为80km SSMF系统的比特率的1.5倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。所示的实例已被模型化。不同固定的AM消光比的结果也被包括在模型化结果中。因此，在这个实例中，显示出本地振荡器的频率被选择成具有相对于(优选地高于)编码的光信号中的状态之一(优选地为具有最高振幅的状态)的频率的预定义偏移。进一步显示出所述偏移取决于光电转换器的带宽。在这个实例中，光电转换器的带宽是7.5GHz，并且偏移是介于大约5至9GHz之间。因此，在这个实例中，所述偏移被选择成介于光电转换器的带宽的0.6倍与1.2倍之间。从这个实例可以看到，最优LO频率偏移随着FM位移变化很小。换言之，所述偏移在这个实例中在介于光电转换器的带宽的近似0.5倍与1.5倍之间的范围内变化很小。
[0143] 实例23–相对于F1的最优LO频率偏移在使用为比特率(80km SSMF，5Gbps)的2倍的光电二极管带宽时作为FM位移的函数：
[0144] 图23示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为80km SSMF系统的比特率的2倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。所示的实例已被模型化。不同固定的AM消光比的结果也被包括在模型化结果中。因此，在这个实例中，显示出本地振荡器的频率被选择成具有相对于(优选地高于)编码的光信号中的状态之一(优选地为具有最高振幅的状态)的频率的预定义偏移。进一步显示出所述偏移取决于光电转换器的带宽。在这个实例中，光电转换器的带宽是10GHz，并且偏移是介于大约7至12GHz之间。因此，在这个实例中，所述偏移被选择成介于光电转换器的带宽的0.7倍与1.2倍之间。从这个实例可以看到，最优LO频率偏移随着FM位移变化很小。换言之，所述偏移在这个实例中在介于光电转换器的带宽的近似0.5倍与1.5倍之间的范围内变化很小。
[0145] 实例24–相对于F1的最优LO频率偏移在使用为比特率(背靠背，10Gbps)的1.5倍的光电二极管带宽时作为FM位移的函数：
[0146] 图24示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为背靠背系统的比特率的1.5倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。所示的实例已被模型化。不同固定的AM消光比的结果也被包括在模型化结果中。因此，在这个实例中，显示出本地振荡器的频率被选择成具有相对于(优选地高于)编码的光信号中的状态之一(优选地为具有最高振幅的状态)的频率的预定义偏移。进一步显示出所述偏移取决于光电转换器的带宽。在这个实例中，光电转换器的带宽是15GHz，并且偏移是介于大约15至21GHz之间。因此，在这个实例中，所述偏移被选择成介于光电转换器的带宽的1倍与1.4倍之间。从这个实例可以看到，最优LO频率偏移随着FM位移变化很小。换言之，所述偏移在这个实例中在介于光电转换器的带宽的1倍与1.5倍之间的范围内变化很小。
[0147] 实例25–相对于F1的最优LO频率偏移在使用为比特率(背靠背，10Gbps)的2倍的光电二极管带宽时作为FM位移的函数：
[0148] 图25示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为背靠背系统的比特率的2倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。所示的实例已被模型化。不同固定的AM消光比的结果也被包括在模型化结果中。因此，在这个实例中，显示出本地振荡器的频率被选择成具有相对于(优选地高于)编码的光信号中的状态之一(优选地为具有最高振幅的状态)的频率的预定义偏移。进一步显示出所述偏移取决于光电转换器的带宽。在这个实例中，光电转换器的带宽是20GHz，并且偏移是介于大约18至29GHz之间。因此，在这个实例中，所述偏移被选择成介于光电转换器的带宽的0.9倍与1.5倍之间。从这个实例可以看到，最优LO频率偏移随着FM位移变化很小。换言之，所述偏移在这个实例中在介于光电转换器的带宽的近似1倍与1.5倍之间的范围内变化很小。
[0149] 实例26–相对于F1的最优LO频率偏移在使用为比特率(40km SSMF，10Gbps)的1.5倍的光电二极管带宽时作为FM位移的函数：
[0150] 图26示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为40km SSMF系统的比特率的1.5倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。所示的实例已被模型化。不同固定的AM消光比的结果也被包括在模型化结果中。因此，在这个实例中，显示出本地振荡器的频率被选择成具有相对于(优选地高于)编码的光信号中的状态之一(优选地为具有最高振幅的状态)的频率的预定义偏移。进一步显示出所述偏移取决于光电转换器的带宽。在这个实例中，光电转换器的带宽是15GHz，并且偏移是介于大约13至21GHz之间。因此，在这个实例中，所述偏移被选择成介于光电转换器的带宽的大约0.9倍与1.4倍之间。从这个实例可以看到，最优LO频率偏移随着FM位移变化很小。换言之，所述偏移在这个实例中在介于光电转换器的带宽的近似1倍与1.5倍之间的范围内变化很小。
[0151] 实例27–相对于F1的最优LO频率偏移在使用为比特率(40km SSMF，10Gbps)的2倍的光电二极管带宽时作为FM位移的函数：
[0152] 图27示出了相对于F1的最优LO频率偏移在使用为40km SSMF系统的比特率的2倍的光电二极管带宽时如何取决于FM位移。所示的实例已被模型化。不同固定的AM消光比的结果也被包括在模型化结果中。因此，在这个实例中，显示出本地振荡器的频率被选择成具有相对于(优选地高于)编码的光信号中的状态之一(优选地为具有最高振幅的状态)的频率的预定义偏移。进一步显示出所述偏移取决于光电转换器的带宽。在这个实例中，光电转换器的带宽是20GHz，并且偏移是介于大约22至32GHz之间。因此，在这个实例中，所述偏移被选择成介于光电转换器的带宽的大约1.1倍与1.6倍之间。从这个实例可以看到，最优LO频率偏移随着FM位移变化很小。换言之，所述偏移在这个实例中在介于光电转换器的带宽的近似1倍与1.6倍之间的范围内变化很小。
[0153] 实例28–最优FM位移作为光检测器带宽和传输距离(5Gbps)的函数：
[0154] 图28示出了最优FM位移如何取决于5Gbps系统的光检测器带宽和传输距离的实例。从这个实例可以看到，频率调制被配置成使得光信号的状态之间的频率分隔取决于光电转换器的频带宽度，具体而言，频率调制被配置成使得光信号的状态之间的频率分隔与光电转换器的频带宽度以比例因数成比例。对于背靠背系统，比例因数近似是1.2，而对于40km SSMF系统，比例因数近似是1，并且对于80km SSMF系统，比例因数近似是0.8。因此，可以看到，色散使最优FM位移减少。
[0155] 实例29–最优FM位移作为光检测器带宽和传输距离(10Gbps)的函数：
[0156] 图29示出了最优FM位移如何取决于10Gbps系统的光检测器带宽和传输距离的实例。从这个实例可以看到，频率调制被配置成使得光信号的状态之间的频率分隔取决于光电转换器的频带宽度，具体而言，频率调制被配置成使得光信号的状态之间的频率分隔与光电转换器的频带宽度以比例因数成比例。对于背靠背系统，比例因数近似是0.8，而对于40km SSMF系统，比例因数近似是0.4。因此，可以看到，色散使最优FM位移减少。另外，较高光检测器带宽增加最优FM位移。
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