本発明は、電力変換装置に関し、とくに鉄道車両に設置される半導体素子を用いた電力変換装置の冷却器への素子配置方法に関する。

電力変換装置は、一般に半導体素子で構成をし、直流電源を交流に変換するインバータ回路や交流電源を直流に変換するコンバータ回路等があり、インバータ回路には、その交流出力の電圧および周波数を可変に制御する可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）インバータ回路がある。 このＶＶＶＦインバータ回路は、電力変換装置で多く使用されている。

例えば、鉄道車両システムの直流電気車では、電力変換装置としてＶＶＶＦインバータ回路が一般的に使用され、直流を可変電圧可変周波数の三相交流に変換して交流誘導電動機を制御するようにしている。 また、交流電気車では、単相交流電源をコンバータ回路で一旦直流に変換し、この直流電源をインバータ回路で可変電圧可変周波数の三相交流に変換し、交流誘導電動機を駆動するようにしている。

また、不安定な直流電源の安定化や、直流電圧を任意の値に変えて用いる場合、あるいは入力と電気的に絶縁された直流電源を出力する必要がある場合にはＤＣ−ＤＣコンバータ回路が用いられ、これにも電力変換装置が用いられる。

このような半導体素子を用いた電力変換装置の変換回路部では、半導体素子のスイッチング時や半導体素子への電流通流時に発生する発熱損失により熱が発生するので、冷却器によりその熱を電力変換装置の外部に排出し、半導体素子の温度を許容値以下にするようにしている。 電力変換装置に使用される冷却器の基本構成は、半導体素子が取り付けられる受熱部と外気へ熱放散を行う放熱部とから成るが、受熱部は電力変換装置の密閉室部分に置かれ、放熱部は外気と通ずる開放室部分に置かれる。

ところで、先に述べたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、印加周波数を高くすることで絶縁用トランスを小型化する方式が知られており、この中でも、共振回路を利用してスイッチング損失を低減させた方式による技術（ソフトスイッチング）が、特許文献１および非特許文献１に示されている。

この回路構造を図７に示す。 図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧源２００と、直流電圧源２００の直流電力を交流電力に変換するコンバータ２０１と、コンバータ２０１の出力する交流電力を入力するトランス２０２と、トランス２０２の出力する交流電力を直流電力に変換する整流回路２０３と、整流回路２０３の直流出力側に並列接続された共振スイッチ２０４と共振コンデンサ２０５から構成された共振回路と、整流回路２０３の出力する直流電力を平滑化するフィルタリアクトル２０６とフィルタコンデンサ２０７と、フィルタコンデンサ２０７に並列接続された負荷２０８から構成される。

このＤＣ−ＤＣコンバータは、コンバータ２０１のターンオフのタイミングに合わせて共振スイッチ２０４を動作させ、共振電流Ｉｚを二次電流Ｉ２に重畳させることで一時的に二次電流Ｉ２をゼロ、一次電流Ｉ１をトランス２０２の励磁電流のみのレベルまでに低減させることができる。 このタイミングに合わせてコンバータ２０１をターンオフさせることで、コンバータ２０１のターンオフ損失を大幅に低減させることができる。

図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、コンバータ２０１を構成する半導体素子Ｑ１〜Ｑ４がオフしている間、一次電流Ｉ１および二次電流Ｉ２はゼロとなっているが、整流回路２０３を構成するダイオードには還流電流が流れ続けている。 その状態から、コンバータ２０１を構成する半導体素子Ｑ１、Ｑ４がターンオンすると、一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２が流れ始め、二次電流Ｉ２の大きさは負荷電流Ｉｄに一致する。 このとき、整流回路２０３を構成するダイオードの半数には二次電流Ｉ２と同じ大きさの電流が流れ、残りの半数のダイオードは電流ゼロとなる。

この回路のコンバータ部分を３レベル回路で使用する場合の回路の実施例を図２に示す。 ＤＣ−ＤＣコンバータ１３は、直流電圧源１０と、直流電圧源１０に並列接続されたフィルタコンデンサ１１（ＦＣ１）およびフィルタコンデンサ１２（ＦＣ２）と、フィルタコンデンサ１１およびフィルタコンデンサ１２の直流電力を交流電力に変換するコンバータ１３と、コンバータ１３の出力する交流電力を入力するトランス１４と、トランス１４の出力する交流電力を直流電力に変換する整流回路１５と、整流回路１５の直流出力側に並列接続された共振スイッチ１６（Ｑｚ）と、共振コンデンサ１７から構成された共振回路２１と、整流回路１５の出力する直流電力を平滑化するフィルタリアクトル１８とフィルタコンデンサ１９と、フィルタコンデンサ１９に並列接続された負荷２０から構成される。

図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、コンバータ１３のターンオフのタイミングに合わせて共振スイッチ１６を動作させ、共振電流Ｉｚをトランス１４の二次電流Ｉ２に重畳させることで一時的に二次電流Ｉ２をゼロ、一次電流Ｉ１をトランス１４の励磁電流のみのレベルまでに低減させることができる。 このタイミングに合わせてコンバータ１３をターンオフさせることで、コンバータ１３のターンオフ損失を大幅に低減させることができる。

図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、コンバータ１３を構成する半導体素子Ｑ１〜Ｑ４がオフしている間、一次電流Ｉ１および二次電流Ｉ２はゼロとなっているが、整流回路１５を構成するダイオードには還流電流が流れ続けている。 その状態から、コンバータ１３を構成する半導体素子Ｑ１とＱ２あるいはＱ３とＱ４がターンオンすると、一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２が流れ始め、二次電流Ｉ２の大きさは負荷電流Ｉｄに一致する。 このとき、整流回路１５を構成するダイオードの半数には二次電流Ｉ２と同じ大きさの電流が流れ、残りの半数のダイオードは電流ゼロとなる。

このような動作をする３レベル回路のコンバータ１３においては、半導体素子の発熱は大きいほうから順に、半導体素子Ｑ１、Ｑ４＞半導体素子Ｑ２、Ｑ３＞クランプダイオードＤ５、Ｄ６の順となる。 半導体素子Ｑ１〜Ｑ４は、オン時の負荷電流Ｉｄの導通に伴う損失と、ターンオンやターンオフをする際に発生するスイッチング損失がある。 一方、クランプダイオードＤ５、Ｄ６は、スイッチングに伴う転流動作での電流しか流れず、損失が小さいため、半導体素子Ｑ１〜Ｑ４に比べ、発熱量も小さくなる。 また、半導体素子Ｑ１、Ｑ４と半導体素子Ｑ２、Ｑ３で発熱量が異なるのは、半導体素子Ｑ１、Ｑ４は、一次電流Ｉ１をトランス１４の励磁電流程度でターンオフするのに対し、半導体素子Ｑ２、Ｑ３は電流ゼロでターンオフするため、とくにターンオフによるスイッチング損失の大きさに差があり、これにより互いの発熱量にも差が出るものである。 この詳しい理由については、後述の実施例の中で説明する。

このとき、発熱の大きい半導体素子Ｑ１、Ｑ４は、できるだけ冷却器の冷却性能の高いところに配置し、かつ冷却器の同一平面に設置される他の発熱素子の影響を受けない位置に配置すれば、冷却性能を最大限に活かすことができ、結果として、冷却器を小型軽量化することができる。

このため、例えば、特許文献２には、鉄道車両の床下に設置される半導体素子を用いた３レベルのコンバータ回路をもつ電力変換装置に関し、電力変換装置での一つの冷却器１１０(受熱部)上での半導体素子、およびダイオードの冷却のための配置方法が示されている。

図８は、特許文献２に記載されたコンバータ回路２の１相分の一例を示す回路図である。 コンバータ回路は、ａ系とｂ系との２パラ構成されている。 まず、ａ系は、直流正端子Ｐと直流負端子Ｎとの間に第１の半導体素子Ｑ１０１ａ〜第４の半導体素子Ｑ１０４ａからなる４個の半導体素子を直列に接続すると共に、第１のダイオードＤｄ１０１ａおよび第２のダイオードＤｄ１０２ａを直列に接続して構成される。 同様に、ｂ系も、直流正端子Ｐと直流負端子Ｎとの間に第１の半導体素子Ｑ１０１ｂ〜第４の半導体素子Ｑ１０４ｂからなる４個の半導体素子を直列に接続すると共に、第１のダイオードＤｄ１０１ｂおよび第２のダイオードＤｄ１０２ｂを直列に接続して構成される。

第１のダイオードＤｄ１０１ａ、Ｄｄ１０１ｂおよび第２のダイオードＤｄ１０２ａ、Ｄｄ１０２ｂの直列回路には、コンデンサＣＦ１、ＣＦ２が接続され、また、スナバ回路５が設けられている。 そして、第２の半導体素子Ｑ１０２と第３の半導体素子Ｑ１０３との接続点には交流端子Ｍが接続され、第１のダイオードＤｄ１０１と第２のダイオードＤｄ１０２との接続点には中性点端子Ｃが接続されている。 また、直流正端子Ｐと直流負端子Ｎとの間にはフィルタコンデンサＦＣが接続されている。

図９に特許文献２の素子配置の一実施例を示す。 図９に示す各素子の発熱損失の大きさの順は、大きいほうから順に、半導体素子Ｑ１０２ａ（Ｑ１０２ｂ）、Ｑ１０３ａ（Ｑ１０３ｂ）＞半導体素子Ｑ１０１ａ（Ｑ１０１ｂ）、Ｑ１０４ａ（Ｑ１０４ｂ）＞クランプダイオードＤｄ１０１ａ（Ｄｄ１０１ｂ）、Ｄｄ１０２ａ（Ｄｄ１０２ｂ）のようになっており、図９に示すように、冷却器１１０の受熱部上に、発熱損失の大きい第２、第３の半導体素子Ｑ１０２ａ（Ｑ１０２ｂ）、Ｑ１０３ａ（Ｑ１０３ｂ）を冷却風風上に配置し、発熱損失の小さい第１、第２のダイオードＤｄ１０１ａ（Ｄｄ１０１ｂ）、Ｄｄ１０２ａ（Ｄｄ１０２ｂ）と、第１、第４の半導体素子Ｑ１０１ａ（Ｑ１０１ｂ）、Ｑ１０４ａ（Ｑ１０４ｂ）とを、Ｑ１０２ａ（Ｑ１０２ｂ）およびＱ１０３ａ（Ｑ１０３ｂ）の冷却風の風下側に配置するようにしている。 これによって、冷却性能の効率を上げることができ、結果として冷却器１１０を小型化できる効果がある。

しかし、このような配置は冷却器１１０の横方向寸法（つまり、冷却風との直交方向寸法）が大きくなり、鉄道車両の床下に艤装する場合には、冷却器１１０のレール方向の寸法が大きくなってしまい、艤装スペースを広くとってしまうことがある。 冷却器１１０の横方向の寸法を小さくするため、多段構成にて配置した例として、図１０に示された構成がある。 発熱の大きい半導体素子Ｑ１０１ａ〜Ｑ１０４ａ、Ｑ１０１ｂ〜Ｑ１０４ｂを風上側に配置し、発熱の小さいクランプダイオードＤｄ１０１ａ（Ｄｄ１０１ｂ）、Ｄｄ１０２ａ（Ｄｄ１０２ｂ）を風下側に配置するようにしている。

しかしながら、上述の特許文献２の発明には以下に述べる問題があった。 これを、図１１を用いて説明する。 図１１に、図３の経路IIで示した電流経路を示す。 電流経路は大きなループ状となり、経路長が長くなることが分かる。 このため、回路の寄生インダクタンスが大きくなり、半導体素子のターンオフ時にこの寄生インダクタンスに発生する過電圧が素子に印加され、半導体素子を破壊するという問題があった。

このため、特許文献２では、半導体素子の電圧上昇を抑えるため、スナバ回路５を挿入した対策を施しているが、部品点数の増加による装置のサイズ、重量の増加や部品故障のリスク増加による装置信頼性の低下を招いていた。

本発明は、上記課題を解決するものであって、半導体素子の発熱差を活かして冷却器の冷却性能を向上させた電力変換装置において、寄生インダクタンスを低減することにより、スナバ回路を付加すること無く素子に印加される過電圧を抑制し、電力変換器の信頼性を向上することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、電力変換部を構成する半導体素子群が一つのユニットで構成され、前記電力変換部の主回路は、直流正端子と直流負端子との間に第１の半導体素子から第４の半導体素子の４個の半導体素子を直列に接続すると共に、第１のダイオードおよび第２のダイオードを直列に接続し、第２の半導体素子と第３の半導体素子との接続点に交流端子を接続すると共に、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとの接続点に中性点端子を接続し、前記第１のダイオードは前記第１の半導体素子と前記第２の半導体素子との接続点に接続され、前記第２のダイオードは前記第３の半導体素子と前記第４の半導体素子との接続点に接続されて構成され、前記一つのユニットを構成する前記半導体素子群は同一平面上の冷却器受熱部に設置され、自冷あるいは強制風冷により放熱するようにした電力変換装置において、前記第１の半導体素子と前記第４の半導体素子が前記冷却器受熱部の風上側に配置され、前記第２の半導体素子と前記第３の半導体素子が前記冷却器受熱部の冷却風方向の中央に配置され、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードを前記冷却器受熱部の風下側に配置され、前記第１の半導体素子と前記第２の半導体素子、前記第３の半導体素子と前記第４の半導体素子はそれぞれ前記冷却器受熱部の冷却風方向の中心線に対し、左右方向で互いに反対側の位置に配置され、前記第１のダイオードは前記第２の半導体素子と前記中心線に対し、左右方向で同じ側に配置され、前記第２のダイオードは前記第３の半導体素子と前記中心線に対し、左右方向で同じ側に配置されていることを特徴とする。

また、本発明の電力変換装置は、自冷により放熱する前記電力変換装置には、前記第１の半導体素子と前記第４の半導体素子が前記冷却器受熱部の鉛直方向の下側に配置されることを特徴とする。

また、本発明の電力変換装置は、前記電力変換部を構成する半導体素子群は、前記冷却器受熱部へ配置するときの半導体素子の端子の向きが、風上側がコレクタ端子、風下側がエミッタ端子となるように配置されていることを特徴とする。

また、本発明の電力変換装置は、前記電力変換部を構成する半導体素子群は、前記冷却器受熱部へ配置するときの半導体素子の端子の向きが、前記第２の半導体素子と前記第３の半導体素子は、冷却風方向と直交する向きにエミッタ端子及びコレクタ端子が並ぶように配置され、前記第１の半導体素子と前記第４の半導体素子は、冷却風方向の向きにエミッタ端子及びコレクタ端子が並ぶように配置され、前記第１の半導体素子と前記第４の半導体素子の一方のエミッタ端子は風上側に配置され、他方のエミッタ端子は風下側に配置されることを特徴とする。

また、本発明の電力変換装置は、前記第２の半導体素子と前記第３の半導体素子との接続点の交流出力端子にトランスの一次巻線が接続され、前記トランスの二次巻線と接続された整流ダイオードブリッジ回路と、前記整流ダイオードブリッジ回路の出力側にリアクトルとコンデンサで構成されるフィルタ回路が接続され、前記トランス二次巻線出力側に共振リアクトルが設けられ、半導体スイッチと共振コンデンサからなる共振スイッチ回路が前記整流ダイオードブリッジの出力側に並列接続され、前記共振リアクトルと前記共振スイッチ回路の共振コンデンサの直列共振回路を構成する直流電源装置であって、前記一つのユニットで構成される半導体素子群の発熱が、前記第１の半導体素子と前記第４の半導体素子が最も大きく、次に、前記第２の半導体素子と前記第３の半導体素子であり、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードが最も小さくなるような３レベル回路で構成された半導体素子群であることを特徴とする。

以上のように、３レベル回路における半導体素子群の冷却器への配置を、図１に示すように配置した電力変換装置とする。 なお、ファンやブロアなどにより強制風冷を行う場合には、冷却器下段側にファンやブロアを設置するとよい。

本発明は、上記「課題を解決するための手段」に記載のように半導体素子を配置することによって、３レベルで構成した回路において、Ｑ１→Ｑ２→Ｑ３→Ｄ６の閉回路、あるいは、Ｑ２→Ｑ３→Ｑ４→Ｄ５を通る閉回路の距離を短くすることにより、回路の寄生インダクタンスを抑えることができる。

また、図２に示したような３レベル回路においては、各素子の発熱が大きいほうから順に、半導体素子Ｑ１、Ｑ４＞半導体素子Ｑ２、Ｑ３＞クランプダイオードＤ５、Ｄ６の順となるため、冷却器の冷却効果の高い側に発熱の大きい素子を置くことで冷却性能も最適にすることができ、冷却器を小型化できる。 とくに自冷式の冷却器では、この配置で冷却性能の最大利用と回路インダクタンスの最小化を同時に実現することができる。

また、縦に３段配置とすることによって、冷却器の冷却風に直交する方向の長さ（横幅）をより小さくすることができ、電力変換装置を鉄道車両の床下に艤装するような場合に、電力変換装置の寸法を小さくすることができる。

図１は、本発明の実施例１のコンバータ冷却器の素子配置の例を示す図である。

図２は、本発明における電気回路構成を示す図である。

図３は、本発明における電気回路構成での転流経路を示す図である。

図４は、本発明における電気回路構成の動作タイミングチャートを示す図である。

図５は、本発明の実施例１のコンバータ冷却器の素子配置上での転流経路の一例を示す図である。

図６は、本発明の実施例２のコンバータ冷却器の素子配置上での転流経路を示す図である。

図７は、従来技術（特許文献１、非特許文献１）の電気回路の構成を示す図である。

図８は、従来技術（特許文献２）の電気回路構成を示す図である。

図９は、従来技術（特許文献２）の素子配置の一実施例を示す図である。

図１０は、従来技術（特許文献２）の素子配置の第二の実施例を示す図である。

図１１は、従来技術（特許文献２）の素子配置上での転流経路の一例を示す図である。

以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明していく。

図２は、本発明における電気回路構成の例を示す図である。 直流正端子Ｐと直流負端子Ｎとの間に第１の半導体素子Ｑ１〜第４の半導体素子Ｑ４からなる４個の半導体素子を直列に接続すると共に、第１のダイオードＤ５および第２のダイオードＤ６を直列に接続して構成される。 第１のダイオードＤ５および第２のダイオードＤ６の直列接続体は、第１の半導体素子Ｑ１と第２の半導体素子Ｑ２との接続点、および第３の半導体素子Ｑ３と第４の半導体素子Ｑ４との接続点の間に接続される。 第２の半導体素子Ｑ２と第３の半導体素子Ｑ３との接続点と、第１のダイオードＤ５と第２のダイオードＤ６との接続点の間にはトランス１４（Ｔｒ）が接続されている。 また、直流正端子Ｐと直流負端子Ｎとの間にはフィルタコンデンサ１１（ＦＣ１）、１２（ＦＣ２）が接続されている。

この回路の動作を、動作タイミングチャートを示した図４、および転流経路を示した図３を用いて、以下に説明する。

時刻ｔ０において、半導体素子Ｑ１がオフ、Ｑ２がオン状態である。 この状態から、時刻ｔ１において半導体素子Ｑ１がターンオンし、半導体素子Ｑ１、Ｑ２には電流Ｉｐが流れる。 このとき、整流回路１５のダイオードＤ２１、Ｄ２４には電流Ｉｒが流れる。

時刻ｔ２において、共振スイッチＱｚがターンオンする。 これによって共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚによって共振電流Ｉｚが流れ、共振コンデンサＣｚが充電される。 この共振動作に伴って、半導体スイッチＱ１、Ｑ２に流れる電流Ｉｐと、ダイオードＤ２１、Ｄ２４を流れる電流も増加する。

時刻ｔ３では、共振コンデンサＣｚが放電状態となっており、このとき負荷電流Ｉｄは共振回路２１から供給されている状態であり、ダイオードＤ２１、Ｄ２４には電流は流れない。 また、このとき半導体素子Ｑ１、Ｑ２を流れる電流ＩｐはトランスＴｒの励磁電流分が流れている。 この状態で半導体素子Ｑ１をターンオフすると、半導体素子Ｑ１にはこのターンオフに伴うスイッチング損失が発生する。

さて、この半導体素子Ｑ１がターンオフするとき、それまで、フィルタコンデンサＦＣ１の正側端子→半導体素子Ｑ１→半導体素子Ｑ２→点ａ→トランスＴｒ→点ｂ→フィルタコンデンサＦＣ１の負側端子の経路（経路（ｉ−ａ）とする）で流れていた負荷電流は減少し、トランスＴｒ→点ｂ→クランプダイオードＤ５→半導体素子Ｑ２→点ａ→トランスＴｒの経路（経路（ｉ−ｂ）とする）に転流した電流は増加する。 この経路（ｉ−ａ）と経路（ｉ−ｂ）の合計回路インダクタンスは、図３の経路Ｉの回路インダクタンスであり、この回路のインダクタンスをＬｉとすると、経路（ｉ−ａ）と経路（ｉ−ｂ）の電流変化率ｄｉ／ｄｔとから、半導体素子Ｑ１のターンオフ時における誘起電圧ＶはＶ＝Ｌｉ×ｄｉ／ｄｔとなり、コンデンサＦＣ１の電圧にこの誘起電圧Ｖが加わった電圧が半導体素子Ｑ１に加わることになる。

時刻ｔ４では、半導体素子Ｑ３がターンオンする。 このとき、共振コンデンサＣｚからの放電が終わった状態では、整流回路１５のダイオードＤ２１〜Ｄ２４には負荷電流Ｉｄが還流して流れている。

時刻ｔ５では、半導体素子Ｑ２がターンオフする。 Ｑ２に流れている電流は、通常動作時には、転流によって還流するわずかな電流しか流れずほぼゼロであるため、スイッチング損失は極小である。 このため、半導体素子Ｑ１のターンオフ時に発生するようなスイッチング損失は発生せず、半導体素子Ｑ１と半導体素子Ｑ２で損失に差があり、発熱量にも差が出る。

また、このとき、トランスＴｒ→点ｂ→クランプダイオードＤ５→半導体素子Ｑ２→点ａ→トランスＴｒの経路（経路（ii−ａ）とする）で還流していた電流は減少し、コンデンサＦＣ２の負側端子→半導体素子Ｑ４のフライホイールダイオード→半導体素子Ｑ３のフライホイールダイオード→点ａ→トランスＴｒ→点ｂ→フィルタコンデンサＦＣ２の正側端子の経路（経路（ii−ｂ）とする）へ転流した電流は増加する。

この経路（ii−ａ）と経路（ii−ｂ）の合計回路インダクタンスは、図３の経路IIのインダクタンスであり、この回路のインダクタンスをＬｉとすると、経路（ii−ａ）と経路（ii−ｂ）の電流変化率ｄｉ／ｄｔとから、半導体素子Ｑ２のターンオフ時における誘起電圧ＶはＶ＝Ｌｉ×ｄｉ／ｄｔとなり、フィルタコンデンサＦＣ２の電圧にこの誘起電圧Ｖが加わった電圧が半導体素子Ｑ２に加わることになる。

通常動作時の半導体素子Ｑ２のターンオフ時、電流がほぼゼロであるため、通常使用の範囲内では、それほど問題ないが、異常時の保護動作などにより、電流が流れた状態からターンオフさせるような場合には、発生する誘起電圧が大きくなるため、この経路IIのインダクタンスにも注意が必要である。

時刻ｔ６では、半導体素子Ｑ４がターンオンし、半導体素子Ｑ３、Ｑ４には電流Ｉｎが流れる。 このとき、整流回路１５のダイオードＤ２２、Ｄ２３には電流Iｏが流れる。

時刻ｔ７において、共振スイッチＱｚがターンオンする。 これによって共振リアクトルＬｚと共振コンデンサＣｚによって共振電流Ｉｚが流れ、共振コンデンサＣｚが充電される。 この共振動作に伴って、半導体スイッチＱ３、Ｑ４に流れる電流Ｉｎと、ダイオードＤ２２、Ｄ２３を流れる電流も増加する。

時刻ｔ８では、共振コンデンサＣｚが放電状態となっており、このとき負荷電流は共振回路２１から供給されている状態であり、ダイオードＤ２２、Ｄ２３には電流は流れない。 また、このとき半導体素子Ｑ３、Ｑ４を流れる電流ＩｎはトランスＴｒの励磁電流分が流れている。 この状態で半導体素子Ｑ４をターンオフすると、半導体素子Ｑ４にはこのターンオフに伴うスイッチング損失が発生する。

この半導体素子Ｑ４がターンオフするとき、それまで、フィルタコンデンサＦＣ２の正側端子→点ｂ→トランスＴｒ→点ａ→半導体素子Ｑ３→半導体素子Ｑ４→フィルタコンデンサＦＣ２の負側端子の経路（経路（iv−ａ）とする）で流れていた負荷電流は減少し、トランスＴｒ→点ａ→半導体素子Ｑ３→クランプダイオードＤ６→点ｂ→トランスＴｒの経路（経路（iv−ｂ）とする）に転流した電流は増加する。

この経路（iv−ａ）と経路（iv−ｂ）の合計回路インダクタンスは、図３の経路IVの回路インダクタンスであり、この回路のインダクタンスをＬｉとすると、経路（iv−ａ）と経路（iv−ｂ）の電流変化率ｄｉ／ｄｔとから、半導体素子Ｑ４のターンオフ時における誘起電圧ＶはＶ＝Ｌｉ×ｄｉ／ｄｔとなり、フィルタコンデンサＦＣ２の電圧にこの誘起電圧Ｖが加わった電圧が半導体素子Ｑ４に加わる。

時刻ｔ９では、半導体素子Ｑ２がターンオンする。 このとき、共振コンデンサＣｚからの放電が終わった状態では、整流回路１５のダイオードＤ２１〜Ｄ２４には負荷電流Ｉｄが還流して流れている。

時刻ｔ１０では、半導体素子Ｑ３がターンオフする。 Ｑ３に流れている電流は、通常動作時には、転流によって還流するわずかな電流しか流れずほぼゼロであるため、スイッチング損失は極小である。 このため、半導体素子Ｑ４のターンオフ時に発生するようなスイッチング損失は発生せず、半導体素子Ｑ３と半導体素子Ｑ４で損失に差があり、発熱量にも差が出る。

また、このとき、トランスＴｒ→点ａ→半導体素子Ｑ３→クランプダイオードＤ６→点ｂ→トランスＴｒの経路（経路（iii−ａ）とする）で還流していた電流は減少し、フィルタコンデンサＦＣ１の負側端子→点ｂ→トランスＴｒ→点ａ→半導体素子Ｑ２のフライホイールダイオード→半導体素子Ｑ１のフライホイールダイオード→フィルタコンデンサＦＣ１の正側端子の経路（経路（iii−ｂ）とする）へ転流した電流は増加する。

この経路（iii−ａ）と経路（iii−ｂ）の合計回路インダクタンスは、図３の経路IIIのインダクタンスであり、この回路のインダクタンスをＬｉとすると、経路（iii−ａ）と経路（iii−ｂ）の電流変化率ｄｉ／ｄｔとから、半導体素子Ｑ２のターンオフ時における誘起電圧ＶはＶ＝Ｌｉ×ｄｉ／ｄｔとなり、フィルタコンデンサＦＣ１の電圧にこの誘起電圧Ｖが加わった電圧が半導体素子Ｑ３に加わる。

通常動作時の半導体素子Ｑ３のターンオフ時、電流がほぼゼロであるため、通常使用の範囲内では、それほど問題ないが、異常時の保護動作などにより、電流が流れた状態からターンオフさせるような場合には、発生する誘起電圧が大きくなるため、この経路IIIのインダクタンスにも注意が必要である。

以上の動作において、半導体素子Ｑ１〜Ｑ４のターンオフ時における電圧が過大であると、半導体素子の耐圧を超え、素子破壊に至ってしまう場合がある。 この電圧を低減するためには、先に示した図３経路I〜経路IVの回路インダクタンスＬｉを低減すればよい。

経路の回路インダクタンスＬｉを低減するためには、経路の配線長を極力短くしたり、電流の経路を互いに近接する往復路とし、往復路を流れる電流により発生する磁界を打ち消すようにすればよい。 経路I〜経路IVの中で、特に経路IIと経路IIIは経路の距離が長くなり、インダクタンスが大きくなるため、これらの経路の距離を極力小さくすることが必要である。

また、半導体素子Ｑ１〜Ｑ４での発生損失による発熱と、クランプダイオードＤ５、Ｄ６の発生損失による発熱には違いがあり、発熱は大きいほうから順に、半導体スイッチＱ１、Ｑ４＞半導体スイッチＱ２、Ｑ３＞クランプダイオードＤ５、Ｄ６の順となる。 このため、この発熱ばらつきに対して、効率よく冷却できる冷却器１とする必要がある。

この図３の経路IIと経路IIIの距離を最小としつつ、かつ効率よく半導体素子群を冷却できるようにした半導体素子群の冷却器１への素子配置方法の第一の実施例を図１に示す。 以下に、この配置方法について説明する。

電力変換部を構成する半導体素子Ｑ１〜Ｑ４およびＤ５、Ｄ６が一つのユニットで構成され、一つのユニットを構成する半導体素子群は、鉄道車両の床下の水平面に垂直に、鉛直方向に配置された同一平面上の冷却器１に設置され自冷（熱せられた空気が上昇することにより生じる空気の対流）により放熱するようにする。 素子の冷却器１への配置方法は、図１に示すように、冷却器１の鉛直方向に配置された同一平面上に、第１の半導体素子Ｑ１と第４の半導体素子Ｑ４を受熱部の下側に配置し、第２の半導体素子Ｑ２と第３の半導体素子Ｑ３を受熱部の中央に配置し、第１のダイオードＤ５と第２のダイオードＤ６を受熱部の上側に配置する。

また、第１の半導体素子Ｑ１と第２の半導体素子Ｑ２、第３の半導体素子Ｑ３と第４の半導体素子Ｑ４は、それぞれ冷却器１の上下方向の中心線（線Ｓ）に対し、左右方向で互いに反対側の位置、即ち、点Ｒに対してクロスする位置に配置し、第１のダイオードＤ５は第２の半導体素子Ｑ２と前記中心線（線Ｓ）に対し、左右方向で同じ側に配置し、第２のダイオードＤ６は第３の半導体素子Ｑ３と前記中心線（線Ｓ）に対し、左右方向で同じ側に配置する。 各半導体素子群の接続に、平板状の導体を用いて、電流の往路電流と復路電流が互いに近接するように、平板状導体は重ねて接続すれば、往路電流と復路電流で磁界を打ち消すようにしてインダクタンスの低減を図ることができる。

この素子配置によって、特に自冷式タイプの冷却器１では、冷却器１の効率を向上させることができる。 暖かい空気は上昇し、冷たい空気は下降するため、自冷式タイプの冷却器１では、このように発熱の大きい素子を冷却器１の下側に配置し、発熱の小さい素子を冷却器１の上側に配置する。 上側に配置された素子は、下側に配置された素子の発熱によるあぶりを受けるが、上側に配置された素子は、発熱が小さいため、結果として、冷却器１全体で熱が均一化され、効率よく冷却することができる。 ファンやブロアなどにより強制風冷を行う場合には、冷却器１の下段側にファンやブロアを設置して、下段側から冷却風を送るようにするとよい。 また、ファンやブロアなどにより横方向に風を流して強制風冷を行う場合には、図１に示す冷却器１を左右いずれかに９０度回転させた向きとし、第１の半導体素子Ｑ１と第４の半導体素子Ｑ４を配置した方向から冷却風を送るようにすれば良い。

また、従来技術では、図１１の太矢印に示すように経路IIの電流経路の距離が長かったが、これを最短配線とすることができ、図５の太矢印に示すように経路IIの距離を短くすることができる。 経路IIIについても、経路IIと同様に距離を短くできる。

さらにこの構成は、半導体素子群を上下方向に３段にて配置していることにより、冷却器１の左右方向寸法（冷却風に直交する方向の長さ寸法）を小さくでき、電力変換装置が小型化でき、鉄道車両の床下に艤装する場合に、レール方向の寸法を小さくできる。

なお、本実施例では、共振回路を利用してスイッチング損失を低減させたＤＣ−ＤＣコンバータのコンバータ回路を構成する３レベルの半導体素子群で用いる例を説明したが、交流を直流に変換するコンバータや、直流を交流に変換するＶＶＶＦインバータ回路などで、同様の３レベル回路を構成したとき、半導体素子群の発熱が本実施例で示すような発熱ばらつきとなった場合にも、本実施例で示すような冷却器１への素子配置とすることで、インダクタンスの低減と効率的な冷却性能を確保することができる。

図３の経路IIと経路IIIの距離を最小としつつ、かつ効率よく半導体素子群を冷却できるようにした半導体素子群の冷却器１への素子配置方法の第二の実施例を図６に示す。 図６内の太矢印は、図３の経路IIの転流経路を示している。

実施例１にて説明した図１の配置方法と異なる点は、半導体素子Ｑ１〜Ｑ４のエミッタ端子あるいはコレクタ端子の向きが異なる点にある。 図６に示すように、下段に配置した半導体素子Ｑ１と半導体素子Ｑ４とを互いに１８０度向きを変えて配置する。 つまりこの例では、半導体素子Ｑ１は、コレクタ端子が冷却器１の下側にくるように配置され、半導体素子Ｑ４は、コレクタ端子が冷却器１の上側にくるように配置される。

また、半導体素子Ｑ２と半導体素子Ｑ３を半導体素子Ｑ１と半導体素子Ｑ４に対して９０度向きを変えて配置し、半導体素子Ｑ２と半導体素子Ｑ３は向きを同じ方向に配置する。 つまり、冷却風方向と直交する向きにエミッタ端子及びコレクタ端子を配置する。 この例では、半導体素子Ｑ２、半導体素子Ｑ３は、コレクタ端子が冷却器の右側にくるように配置され、エミッタ端子が冷却器の左側にくるように配置される。 このように半導体素子の向きを変えて配置した例である。

このような素子配置によって、往路電流と復路電流による磁界の相殺と、配線距離をさらに短くすることができ、回路のインダクタンスをさらに低減することができる。

１ 冷却器 １０ 直流電圧源 １１ フィルタコンデンサ １２ フィルタコンデンサ １３ コンバータ １４ トランス １５ 整流回路 １６ 共振スイッチ １７ 共振コンデンサ １８ フィルタリアクトル １９ フィルタコンデンサ ２０ 負荷 ２１ 共振回路 １１０ 冷却器 ２００ 直流電圧源 ２０１ コンバータ ２０２ トランス ２０３ 整流回路 ２０４ 共振スイッチ ２０５ 共振コンデンサ ２０６ フィルタリアクトル ２０７ フィルタコンデンサ ２０８ 負荷 Ｃｚ 共振コンデンサ Ｄ５ クランプダイオード Ｄ６ クランプダイオード Ｄｄ１０１ａ クランプダイオード Ｄｄ１０１ｂ クランプダイオード Ｄｄ１０２ａ クランプダイオード Ｄｄ１０２ｂ クランプダイオード Ｄ２１〜Ｄ２４ 整流ダイオード ＦＣ フィルタコンデンサ ＦＣ１ フィルタコンデンサ ＦＣ２ フィルタコンデンサ ＦＣ３ フィルタコンデンサ Ｉ１ 一次電流 Ｉ２ 二次電流 Ｉｄ 負荷電流 Ｉｎ 電流 Ｉｏ 電流 Ｉｒ 電流 Ｉｚ 共振電流 Ｌｉ インダクタンス Ｌｚ 共振リアクトル Ｑ１〜Ｑ４ 半導体素子 Ｑ１０１ａ〜Ｑ１０４ａ 半導体素子 Ｑ１０１ｂ〜Ｑ１０４ｂ 半導体素子 Ｑｚ 共振スイッチ Ｔｒ トランス Ｌｚ 共振リアクトル Ｖ 誘起電圧