LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法
阅读：293发布：2020-05-08
专利汇可以提供LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 提供了一种LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法，按照以下步骤进行：S1：设定线圈半径、传输距离、线圈 匝 数作为待优化参数；S2：以系统输出功率、传输效率和系统总谐波畸变率为目标函数，并基于步骤S1中的待优化参数和系统中其它 电路 元件参数确定各个目标函数的表达式；S3：确定约束条件；S4：基于NSGA-Ⅱ优化 算法 确定待优化参数的优化结果。该方法以线圈半径、传输距离、线圈匝数作为决策变量，以系统传输效率、传输功率与总谐波畸变率为目标函数，采用NSGA-II实现了系统磁耦合机构几何参数的最优化，并验证了其应用在LCC-S型MC-WPT系统中的可行性和有效性。，下面是LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法专利的具体信息内容。
1.一种LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法，其特征在于按照以下步骤进行：
S1：设定线圈半径、传输距离、线圈匝数作为待优化参数；
S2：以系统输出功率、传输效率和系统总谐波畸变率为目标函数，并基于步骤S1中的待优化参数和系统中其它电路元件参数确定各个目标函数的表达式；
S3：确定约束条件；
S4：基于NSGA-Ⅱ优化算法确定待优化参数的优化结果。
2.根据权利要求1所述的LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法，其特征在于：LCC-S型MC-WPT系统包括电能发射端和电能接收端，所述电能发射端包括直流电源Edc或电网交流电经整流滤波后的直流电、高频逆变模块、LCC补偿网络和发射线圈L2，其中LCC补偿网络由电感L1、电容C1和电容C2构成，所述电能接收端包括接收线圈L3、补偿电容C3、整流滤波模块和负载电阻；所述发射线圈L2和所述接收线圈L3均采用单层多匝平面圆形线圈且二者同轴放置。
3.根据权利要求2所述的LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法，其特征在于：所述发射线圈L2和所述接收线圈L3结构采用相同设计。
4.根据权利要求2所述的LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法，其特征在于，步骤S3中确定的约束条件包括：
(1)额定参数的约束，要求电感电流和电容电压不超过额定上限值；
(2)品质因数的约束，要求电能发射端和电能接收端的品质因数处于预设范围内；
(3)待优化参数的约束，要求根据应用场景确定线圈半径、传输距离、线圈匝数各自的上下限；
(4)ZPA约束，要求系统工作于全谐振状态；
(5)功率传输约束，要求传能系数SLCC的范围在(0,1)之间，其中：
其中Uout为负载输出电压有效值，Up为逆变输出电压基波分量有
效值，Rs为电源等效内阻，Req为负载交流等效电阻。
5.根据权利要求4所述的LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法，其特征在于：步骤S3中确定的约束条件要求传能系数SLCC的范围在(0.7,1)之间。
6.根据权利要求1-5任一所述的LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法，其特征在于，步骤S4中先从系统输出功率、传输效率和THD三个目标函数的Pareto解集中选择3组最优参数解为参考，然后再根据实际需求目标，确定最终参数。
7.根据权利要求1-5任一所述的LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法，其特征在于，步骤S2将待优化参数作为系统互感的影响变量引入各个目标函数中，具体为：
S21:按照 计算发射端第i匝
线圈和接收端第j匝线圈之间的互感值，其中：
ri＝r1-(n1-i)(wp+sp)-wp/2，表示发射线圈中第i匝线圈的半径；wp为发射线圈的线径，sp为发射线圈的匝间间距；n1为发射线圈的匝数；r1为发射线圈最外圈的半径；
rj＝r2-(n2-j)(ws+ss)-ws/2；表示接收线圈中第j匝线圈的半径；ws为接收线圈的线径，ss为接收线圈的匝间间距；n2为接收线圈的匝数；r2为接收线圈最外圈的半径；
d为传输距离，即发射线圈和接收线圈之间距离；
S22：按照 计算系统互感。
LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法
技术领域
背景技术
[0002] 无线电能传输(Wireless PowerTransfer，WPT)技术是一种综合利用电力电子技术和现代控制理论并通过软介质来实现电能无线传输的技术，该技术已成为国内外研究热点。世界经济论坛(WEF)也连续两年将无线电能传输技术列为对世界影响最大、最有可能为全球面临的挑战提供答案的十大新兴技术之一。它解决了传统导线直接电气接触带来的各种问题，具有广泛的应用前景。该项技术能灵活方便、安全可靠地为用电设备供电，并且不会对自然环境释放有害污染或形成威胁。此外，该技术不会受到环境湿度、尘埃和化学腐蚀的影响，能够实现低维护甚至免维护条件下的可靠运行。
[0003] 磁场耦合式无线电能传输(Magnetic-field Coupled Wireless Power Transfer，MC-WPT)技术，以磁场作为电能传输介质，具有系统电能传输效率高、可传输功率大、易实现等优点，该技术已广泛应用于消费电子、生物医学、电动汽车、智能家居等领域，如何通过各种技术进一步提供系统性能是目前的研究热点。
[0004] 然而现有技术中大多通过预先设定磁耦合机构结构参数，通过优化其它电子元件参数来提升系统性能，而对于如何设置最佳的磁耦合机构参数却研究较少。
发明内容
[0005] 有鉴于此，本发明以LCC-S型MC-WPT系统为对象，提出一种磁耦合机构参数多目标优化方法，通过求解系统传输效率、输出功率和总谐波畸变率(THD)关于线圈半径、传输距离、线圈匝数的关系式，构建表征系统传输能力的约束条件，并建立系统的非线性规划(NLP)模型。利用基于带精英策略的非支配排序遗传算法(NSGA-II)在预设范围内对线圈半径、传输距离、线圈匝数寻优，得出系统输出功率、传输效率和THD三个目标函数的Pareto解集，最后根据实际需求目标，得到一组最优解，从而确保系统性能的优化。
[0006] 为了实现上述目的，本发明所采用的具体技术方案如下：
[0007] 一种LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法，其关键在于按照以下步骤进行：
[0008] S1：设定线圈半径、传输距离、线圈匝数作为待优化参数；
[0009] S2：以系统输出功率、传输效率和系统总谐波畸变率为目标函数，并基于步骤S1中的待优化参数和系统中其它电路元件参数确定各个目标函数的表达式；
[0010] S3：确定约束条件；
[0011] S4：基于NSGA-Ⅱ优化算法确定待优化参数的优化结果。
[0012] 可选地，LCC-S型MC-WPT系统包括电能发射端和电能接收端，所述电能发射端包括直流电源Edc或电网交流电经整流滤波后的直流电、高频逆变模块、LCC补偿网络和发射线圈L2，其中LCC补偿网络由电感L1、电容C1和电容C2构成，所述电能接收端包括接收线圈L3、补偿电容C3、整流滤波模块和负载电阻；所述发射线圈L2和所述接收线圈L3均采用单层多匝平面圆形线圈且二者同轴放置。
[0013] 可选地，所述发射线圈L2和所述接收线圈L3结构采用相同设计。
[0014] 可选地，步骤S3中确定的约束条件包括：
[0016] (2)品质因数的约束，要求电能发射端和电能接收端的品质因数处于预设范围内；
[0017] (3)待优化参数的约束，要求根据应用场景确定线圈半径、传输距离、线圈匝数各自的上下限；
[0018] (4)ZPA约束，要求系统工作于全谐振状态；
[0019] (5)功率传输约束，要求传能系数SLCC的范围在(0,1)之间，其中：
[0020] 其中Uout为负载输出电压有效值，Up为逆变输出电压基波分量有效值，Rs为电源等效内阻，Req为负载交流等效电阻。
[0021] 可选地，步骤S3中确定的约束条件要求传能系数SLCC的范围在(0.7,1)之间。
[0022] 可选地，步骤S4中先从系统输出功率、传输效率和THD三个目标函数的Pareto解集中选择3组最优参数解为参考，然后再根据实际需求目标，确定最终参数。
[0023] 可选地，步骤S2将待优化参数作为系统互感的影响变量引入各个目标函数中，具体为：
[0024] S21:按照 计算发射端第i匝线圈和接收端第j匝线圈之间的互感值，其中：
[0025] ri＝r1-(n1-i)(wp+sp)-wp/2，表示发射线圈中第i匝线圈的半径；wp为发射线圈的线径，sp为发射线圈的匝间间距；n1为发射线圈的匝数；r1为发射线圈最外圈的半径；
[0026] rj＝r2-(n2-j)(ws+ss)-ws/2；表示接收线圈中第j匝线圈的半径；ws为接收线圈的线径，ss为接收线圈的匝间间距；n2为接收线圈的匝数；r2为接收线圈最外圈的半径；
[0027] d为传输距离，即发射线圈和接收线圈之间距离；
[0028] S22：按照 计算系统互感。
[0029] 本发明的有益效果：
[0030] 本发明提出的LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法，该方法以线圈半径、传输距离、线圈匝数作为决策变量，以系统传输效率、传输功率与总谐波畸变率为目标函数，采用NSGA-II实现了系统磁耦合机构几何参数的最优化，并验证了其应用在LCC-S型MC-WPT系统中的可行性和有效性。附图说明
[0031] 为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。
[0032] 图1为LCC-S型MC-WPT系统的电路原理图；
[0033] 图2为平面圆形线圈的结构示意图；
[0034] 图3为LCC-S型MC-WPT系统简化电路模型图；
[0035] 图4为图3的受控源等效电路；
[0036] 图5为图3的反射阻抗等效电路；
[0037] 图6为NSGA-Ⅱ的耦合机构参数优化流程图；
[0038] 图7为算法的优化结果图；
[0039] 图8(a)(b)(c)分别为算法优化结果在不同平面的投影效果图；
[0040] 图9为仿真验证中逆变输出电压和电流仿真波形；
[0041] 图10为仿真验证中线圈电流仿真波形；
[0042] 图11为仿真验证中负载电压和电流仿真波形；
[0043] 图12为实测实验中逆变输出电压和电流实验波形；
[0044] 图13为实测实验中负载电压和电流实验波形。
具体实施方式
[0045] 下面将结合附图对本发明技术方案的实施例进行详细的描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，因此只作为示例，而不能以此来限制本发明的保护范围。
[0046] 需要注意的是，除非另有说明，本申请使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属领域技术人员所理解的通常意义。
[0047] 本实施例提供一种LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法，如图1所示，LCC-S型MC-WPT系统包括电能发射端和电能接收端，所谓LCC-S型结构，即发射端补偿网络为电感-电容-电容的形式，接收端为单电容串联补偿，该结构的MC-WPT系统具有发射端恒流、负载端恒压输出特性，受到广泛应用。通过图1可以看出，电能发射端包括直流电源Edc或电网交流电经整流滤波后的直流电、高频逆变模块、LCC补偿网络和发射线圈L2，其中LCC补偿网络由电感L1、电容C1和电容C2构成，所述电能接收端包括接收线圈L3、补偿电容C3、整流滤波模块和负载电阻；整流滤波模块由D1-D4和Cf组成，直流电通过高频逆变电路将电能转换成高频交流电，经发射端补偿环节使电路工作于谐振状态下，能量通过高频电磁场在磁耦合系统中交换，接收端经补偿网络匹配工作于同一谐振频率下，使得能量得以高效传输，最终经整流滤波成直流电为负载供电。
[0048] 在具体实施时，平面式绕制的线圈构成的耦合机构具有耦合面积大、占用体积小及受水平偏移影响小等突出的优点，常应用于大功率无线供电的场合，在线圈尺寸被严格限制的应用场合需要根据实际需求采用双层甚至多层的平面线圈，无线电能传输系统的磁耦合机构大部分采用单层圆形谐振线圈，如图2所示。
[0049] 单匝线圈自感Ln可以由以下公式确定：
[0050]
[0051] 式中μ0为真空中磁导率，w为线圈线径，n为发射端和接收端线圈的序数。
[0052] 两匝流线圈之间的互感Mij计算公式为：
[0053]
[0054] 其中：
[0055]
[0056] 式中ri表示发射线圈中第i匝线圈的半径；wp为发射线圈的线径，sp为发射线圈的匝间间距；n1为发射线圈的匝数；r1为发射线圈最外圈的半径；rj＝r2-(n2-j)(ws+ss)-ws/2；表示接收线圈中第j匝线圈的半径；ws为接收线圈的线径，ss为接收线圈的匝间间距；n2为接收线圈的匝数；r2为接收线圈最外圈的半径；d为传输距离，即发射线圈和接收线圈之间距离；x为偏移距离。
[0057] 为避免两个线圈轴心发生偏离从而导致传输效率下降的问题，本文将发射线圈与接收线圈同轴放置，故x＝0，代入公式(2)，化简得到：
[0058]
[0059] 因此，对于多匝线圈构成的磁耦合机构，其互感公式可化简为：
[0060]
[0061] 由此以来，本实施例中所述发射线圈L2和所述接收线圈L3均采用单层多匝平面圆形线圈且二者同轴放置。
[0062] 基于前文描述可以看出，磁耦合机构的几何参数与接收线圈和发射线圈的电感和互感存在一定的数学关系。而系统输出功率、传输效率和THD等性能主要由系统电路参数决定，因此需要建立LCC-S型MC-WPT系统性能关于电路参数的关系式，进一步建立系统性能与磁耦合机构几何参数之间的关系，并给出相应的参数设计方法，得到系统NLP模型，以便于对系统进行优化。
[0063] 本发明采用基波近似(Fundamental harmonic approximation，FHA)方法对电路系统进行分析，可将图1所示的电路简化为图3所示电路，图中Rs为电源等效内阻，R1、R2和R3分别为L1、L2和L3的等效串联电阻(Equivalent series resistance，ESR)，up为逆变输出电压基波分量，其有效值为 Req为交流等效电阻，且Req＝RL·8/π2。
[0064] 由于系统电路在高频工作情况下，电感的感抗和电容的容抗远大于其ESR，为了简化计算，以便于得到电抗元件之间的关系，可以忽略两个线圈的内阻、补偿电感的内阻和电源内阻。
[0065] 图3可简化为如图4所示电路。图中接收端线圈的自感L3和补偿电容C3间发生串联谐振，因此可以等效为短路，故以下关系式成立：
[0066] ω2L3C3＝1 (6)
[0067] 式中ω为接收端谐振频率，令系统工作频率与接收端谐振频率保持一致，进一步可得接收端电流为：
[0068]
[0069] 将式(7)代入接收端的受控源可得：
[0070]
[0071] 式中Rref为接收端反射阻抗，且Rref＝ω2M2/Req，因此可以将图4所示电路进一步化简为如图5所示电路，推出其各级阻抗分别为：
[0072]
[0073] 因此接收端电路输入阻抗Z3可表示为：
[0074]
[0075] 为保证系统工作于全谐振状态，输入阻抗虚部应为零，由式(10)可以推出：
[0076]
[0077] 将式(6)和(11)的关系代入式(10)中，可以将输入阻抗化简为：
[0078]
[0079] 式(11)所示的等式关系即为系统工作于ZPA的等式约束条件，若系统频率一定，则可根据式(6)和式(11)确定系统补偿元件参数与线圈电感之间的关系式。若输入电压和负载电阻一定，可根据式(12)给出系统输入功率关于电路参数的表达式，以便于求解系统输出功率和传输效率。
[0080] 由于高阶系统及其磁耦合机构涉及的参数和性能指标较多，计算公式复杂，现有参数设计方法很难得到全局最优解，因此考虑采用一种智能优化算法对系统磁耦合机构参数进行全局优化。智能算法有很多，本文选择NSGA-II，其算法操作简单，全局搜索能力强且搜索效率高，具备处理多目标优化复杂问题的能力。
[0081] 在对系统优化之前，首先需要建立系统NLP模型。本发明主要考虑系统输出功率、传输效率和系统总谐波畸变率三个目标函数，将磁耦合机构几何参数与系统参数相结合，对系统参数进行优化，进一步提高系统性能。在优化中需要考虑发射端和接收端的线圈内阻及补偿电感的内阻，如图3所示等效电路，输入端阻抗Zp表达式为：
[0082]
[0083] 系统的输入功率为：
[0084]
[0085] 系统功率损耗为：
[0086] Ploss＝I12R1+I22R2+I32R3 (15)[0087] 其中， m＝1、2、3，QL为电感品质因数。由式(14)和(15)可以得到系统的输出功率为：
[0088]
[0089] 进一步得到系统效率为：
[0090]
[0091] 其中
[0092] 由于轻载时LCC补偿网络受高次谐波的影响，输入电流容易发生畸变，因此本文将输入电流的总谐波畸变率(THD)作为系统性能指标之一，其计算公式如式(18)所示。对于系统而言，THD值越小，电流的品质越好，越接近于基波，因此在优化中THD应取最小值。
[0093]
[0094] 考虑系统的约束条件如下：
[0095] (1)额定参数值约束。系统电路中的电感电流和电容电压必须比额定值小，用下标max表示额定值，也即电感电流与电容电压的上限值。
[0096] (2)品质因数约束。系统的品质因数太小会增大系统的输入谐波含量，所以发射端、接收端的品质因数Q0、QL必须大于Ql，Ql是提高系统谐振品质的最小容限。但随着品质因数增加到过大，系统对参数变化更敏感，会导致电路谐振更困难，所以Q值也必须有上限Qu。
[0097] (3)参数变量的约束。实际线圈尺寸半径、匝数、传输距离在不同的应用环中有局限性，实际变量有自己的上下限，输出功率也与应用场合有关。通常情况下，电感电容的值都不能是负值，因此计算过程中也应满足以上条件。
[0098] (4)ZPA约束。为了使系统工作于全谐振状态，系统电路参数之间需要满足一定的关系，式(11)即为系统满足ZPA的等式约束条件。
[0099] (5)功率传输约束。为了获得更合适的功率，定义SLCC为表征系统传输功率能力的系数，其表达式为：
[0100]
[0101] 根据电路理论可以得到：
[0102]
[0103] SLCC的范围在(0,1)之间，其值越大，说明系统功率传输能力越强。根据经验，本文保证其值在(0.7,1)范围内。
[0104] 利用等式约束条件消除非独立变量，不仅减少约束条件个数，也简化了变量个数。令独立的待优化变量为线圈半径r、传输距离d、线圈匝数n，本实施例参数优化设计的目标函数包括系统的最大输出功率Pout、最大传输效率η及最小THD，f1(X)＝-Pout，f2(X)＝-η，f2(X)＝THD。建立系统的非线性规划(NLP)模型：
[0105]
[0106] 其中Q0是发射端品质因数， QL是负载品质因数，
[0107] NSGA-II优化算法通过引入快速非支配排序策略、精英策略和拥挤距离策略，减少了计算复杂性。将此算法应用于本实施例中磁耦合机构参数优化，优化算法流程图如图6所示。
[0108] 若给定Edc、L1、RL、wp、ws、sp和ss，令L1＝12μH，r1＝r2＝r、n1＝n2＝n，wp＝ws＝1.35mm，sp＝ss＝0.1mm。采用NSGA-II算法对实施例提供的LCC型WPT系统磁耦合机构进行优化，算法优化结果如图7所示，优化解集构成一个三维的Pareto曲面，其在不同平面的投影如图8(a)、图8(b)、图8(c)所示。
[0109] 从优化所得到的Pareto前沿中选取三组最优参数，如表1所示，可以看出优化结果不唯一。虽然优化结果之间相互不影响，但是优化结果不可能同时保证三个目标函数同时取最小值。对于大部分优化结果而言，只能保证其中两个目标函数最优，而另外一个目标函数相较于其他解较差。因此，在工程应用中，可根据实际耦合机构的尺寸需求，以及不同的功率、效率和THD的需求，折中选择不同的优化参数。
[0110] 表1从Pareto前沿选取的优化结果
[0111]
[0112] 综上所述，本发明提供的一种LCC-S型MC-WPT系统的磁耦合机构参数多目标优化方法，包括步骤：
[0113] S1：设定线圈半径、传输距离、线圈匝数作为待优化参数；
[0114] S2：以系统输出功率、传输效率和系统总谐波畸变率为目标函数，并基于步骤S1中的待优化参数和系统中其它电路元件参数确定各个目标函数的表达式；
[0115] S3：确定约束条件；
[0116] S4：基于NSGA-Ⅱ优化算法确定待优化参数的优化结果。
[0117] 按照上述步骤执行后，可以得到耦合机构参数的最优设定值，从而有效提升系统性能。为了进一步验证上述方法的正确性和有效性，本实施例中还以70W的输出功率、95％的传输效率和15％的THD为目标，以工作频率85kHz、负载电阻为5Ω、输入电压为20V为例，从优化结果中选取了一组满足条件的最优解，半径r1＝r2＝8.727，传输距离d＝3.769，线圈匝数n＝21.64，得到的输出功率Pout＝70.67W，传输效率为95.741％，THD为13.986％。基于图1所示电路和相应参数设计与优化方法，计算出系统其它参数如表2所示。在MATLAB/Simulink仿真平台下建立系统仿真模型，将表2所示参数带入仿真模型中对系统进行仿真。如图9所示为逆变输出电压和电流波形，可见电压和电流同相位，但是由于THD较大，导致电流波形发生了畸变，线圈电流始终保持正弦，如图10所示，因此不影响电能传输。负载端电压和电流仿真波形如图11所示，可以计算出负载拾取到70.67W功率，可见经过优化后的系统能满足所需求的性能指标。
[0118] 表2系统主要参数
[0119]
[0120] 进一步地，本实施例还基于图1所示的MC-WPT系统电路拓扑和算法优化结果以及表2所示参数，搭建了一套实测实验装置，耦合机构的线圈采用利兹线绕制，补偿电感采用利兹线和铁粉芯磁芯绕制而成，所用的电容均为高频无感电容，逆变器开关管使用型号为STP30NF20的MOSFET，整流桥使用型号为HFA08TB60的二极管。
[0121] 实测实验中，逆变输出电压和电流波形如图12所示，电压电流的波形同相位，系统工作于ZPA状态。负载RL两端的电压和电流波形如图13所示，可以测出输出功率为71.83W，输入功率为78.76W，传输效率为91.2％。由于实验装置存在实际损耗，系统实际传输功率及效率与仿真值略有不同，但是实验结果与仿真结果基本一致。
[0122] 综上所述，本发明针对LCC-S型MC-WPT系统，提出的一种磁耦合机构参数多目标优化方法，实现了系统磁耦合机构几何参数的最优化。给出了磁耦合机构原接收端线圈自感和互感关于其几何参数的表达式，推导了满足系统全谐振的等式约束条件，以线圈半径、传输距离、线圈匝数作为决策变量，以系统传输效率、传输功率与总谐波畸变率为目标函数，采用NSGA-II对系统磁耦合机构参数进行了优化，得到了三个目标函数的Pareto前沿。根据目标需求，选取了一组Pareto解集中的最优解，并计算出系统其它参数，建立了系统仿真模型，搭建了一套输出功率71.83W、传输效率91.2％的实验装置，仿真和实验一致性较好，验证了本文所提出的参数设计与优化算法的可行性和有效性。
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