技术领域
[0001] 本
发明是关于符号检测电路及方法，尤其是关于第二代
数字视频广播(Digital Video Broadcasting over Terrestrial 2,以下简称DVB-T2)系统的符号检测电路及方法。
背景技术
[0002] 图1为第二代数字视频广播系统的一个T2数据
帧(frame)的示意图，每一个T2数据帧包含P1符号、P2符号以及数据本体。其中P1符号带有一些传送端的信息，例如数据调制时所采用的快速傅立叶转换(Fast Fourier Transform,以下简称FFT)的模式、数字通讯系统为单输入单输出(Single Input Single Output,以下简称SISO)或多输入单输出(Multiple Input Single Output,以下简称MISO)等信息。除了用来携带上述的重要信息外，P1符号还可以被用来检测数据流的某些特性，例如T2数据帧的起始
位置、载波
频率偏移(Carrier Frequency Offset,CFO)、
频谱反转(IQ swap，简称IQS，即正弦分量与余弦分量倒置)等等。
[0003] P1符号包含数据C(具有542个样本数，时间长度为TC)、数据A(具有1024个样本数，时间长度为TA)以及数据B(具有482个样本数，时间长度为TB)。数据C为数据A的前542个样本(数据C’)经
频率偏移后的结果，且数据B为数据A的后482个样本(数据B’)经频率偏移后的结果，频率偏移量fSH为1/1024T，T为T2数据帧的取样周期。P1符号可以表示如下：
[0004]
[0005] 其中，p1A为数据A的内容。
[0006] 由于数据B、C是分别由数据A的部分数据经频率偏移后而产生，因此检测单元110可以借由比对数据B、C与数据A的相关性来找出P1符号的位置，进而取得P1符号中的数据并可得知T2数据帧的起始位置。图2为已知检测单元110的详细电路图。输入
信号进入检测单元110后，在其中一路由乘法器310乘上exp(-j2πfSHnT)，使其产生频率偏移(偏移量为-fSH)，在另一路经由延迟单元320延迟482T或542T(分别对应利用数据B或数据C做相关性运算)。之后，乘法器330将频率偏移后的信号与延迟后的信号的共轭多个相乘后，再借由
滤波器340做移动平均运算(moving average,MA)，以得到相关值(correlated value)的移动平均值。借由找出相关值的移动平均值的极大处的位置并参考延迟单元320的延迟时间，可以推算出P1符号的起始位置。由于频率偏移量fSH为1/1024T，当滤波器340的视窗长度(window length)等于数据A的长度(即1024T)时，可以同时滤除存在于
输入信号的连续波(continuous wave,CW)干扰(亦称为同波道干扰(co-channel interference,CCI))，避免CCI对相关值的干扰，以得到较准确的起始位置。然而这却会造成滤波器340的滤波时间较长；相反的，如果滤波器340采用较短的视窗长度(例如482T或542T)，虽然可以较快得到相关值，却无法完全滤除连续波干扰。这样的限制迫使已知电路必须在检测速度与准确性两者间做取舍。
发明内容
[0007] 鉴于
现有技术的不足，本发明的一目的在于提供一种符号检测电路及方法，以提高检测的速度与效能。
[0008] 本发明提出一种检测电路，应用于数字视频广播的接收端以检测一输入信号的一数据帧的一位置，该输入信号包含一连续波干扰成分，该检测电路包含：一相关性运算单元，用来依据该输入信号产生一相关信号；一第一移动平均单元，耦接该相关性运算单元，用来对该相关信号进行移动平均计算以产生一第一移动平均结果；一频率偏移单元，耦接该相关性运算单元，用来频率偏移该相关信号；一第二移动平均单元，耦接该频率偏移单元，用来对频率偏移后的该相关信号进行移动平均计算以产生一第二移动平均结果；一计算单元，耦接该第一移动平均单元及该第二移动平均单元，用来依据该第一移动平均结果及该第二移动平均结果消除该连续波干扰成分，并据以产生一
输出信号；以及一判断单元，耦接该计算单元，用来依据该输出信号的一峰值判断该位置。
[0009] 本发明另提出一种检测方法，应用于数字视频广播的接收端以检测一输入信号的一数据帧的一位置，该输入信号包含一连续波干扰成分，该方法包含：依据该输入信号产生一相关信号；对该相关信号进行移动平均计算以产生一第一移动平均结果；频率偏移该相关信号以产生频率偏移后的该相关信号；对频率偏移后的该相关信号进行移动平均计算以产生一第二移动平均结果；依据该第一移动平均结果及该第二移动平均结果消除该连续波干扰成分，并据以产生一输出信号；以及依据该输出信号的一峰值判断该位置。
[0010] 相较于已知技术，本发明的符号检测电路及方法采用较短的滤波时间，并且达到同时滤除连续波干扰的功效。
附图说明
[0011] 为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：
[0012] 图1为第二代数字视频广播系统的一个T2数据帧的示意图；
[0013] 图2为已知检测单元110的详细电路图；
[0014] 图3为本发明P1符号检测电路的一
实施例的电路图；
[0015] 图4为图3的其中一种实施方式的详细电路；
[0016] 图5为输入信号X[n]、输入信号X[n]的延迟以及信号C_II_I[n]于时间轴上的对应图；
[0017] 图6为本发明P1符号检测电路的另一实施例的电路图；
[0018] 图7为计算单元54的细部电路图；
[0019] 图8为输入信号X[n]、输入信号X[n]的延迟以及信号C_II_I[n]与信号B_II_I[n]于时间轴上的对应图；
[0020] 图9为本发明P1符号检测电路的另一实施例的电路图；
[0021] 图10为本发明P1符号检测电路的另一实施例的电路图；以及
[0022] 图11为本发明的P1符号检测电路配合判断电路应用于DVB-T2系统的接收端的示意图。
[0023] 图中元件标号说明如下：
[0024] 110 检测单元
[0025] 310、330、414、460、465、55、560、565、610 乘法器
[0026] 320、412、416、420、425、440、445 延迟单元
[0027] 340 滤波器
[0028] 41、51 相关性运算单元
[0029] 42、43、46、52、53、56 移动平均单元
[0030] 418、470、518、570、59 频率偏移单元
[0031] 44、54、60、70 计算单元
[0032] 49、65、66、75 判断电路
[0033] 430、435、475、575 加法器
[0034] 450、455 除法器
[0035] 1210 寄存器
[0036] 1220 P1符号检测电路
[0037] 1230 补偿电路
[0038] 1240 判断电路
[0039] 1242、491、651、661、751 峰值检测单元
[0040] 1244、492、652、662、752 P1位置判断单元
[0041] 1246、653、753 IQS检测单元
[0042] 1248、663、754 fCFO估测单元
[0043] S1310～S1370 步骤
具体实施方式
[0044] 本发明的披露内容包含符号检测电路及方法，在实施为可能的前提下，本技术领域技术人员能够依本
说明书的披露内容来选择等效的元件或步骤来实现本发明，亦即本发明的实施并不限于后叙的实施例。
[0045] 假设DVB-T2接收端的输入信号X[n]表示如下：
[0046] X[n]＝P1[n-θ]·exp(j2πΦnTS)+exp(j2πfCWnTS) (1)
[0047] 其中P1[n-θ]·exp(j2πΦnTS)为P1符号的部分，θ代表取样延迟，Φ为
载波频率偏移；exp(j2πfCWnTS)为单音(single-tone)的连续波干扰(频率为fCW)。为了便于说明，在此忽略通道效应及噪声。将X[n]延迟TC(即延迟数据C的长度，542个样本数)，再与本身的共轭多个相乘，可得信号C_I_0[n]：
[0048] C_I_0[n]＝X[n-nc]·X*[n]＝exp(-j2πfCWTC)·1+|P1[n-θ]|2·exp(-j2π(fSH+Φ)TC)·exp(j2πfSHnTS)+…(2)
[0049] 其中，残余项“…”与1及exp(j2πfSHnTS)为
正交。再将信号C_I_0[n]延迟2TB(即延迟数据B的两倍长度，964个样本数)后，可得信号C_I[n]：
[0050] C_I[n]＝C_I_0[n-2nB]＝exp(-j2πfCWTC)·1+|P1[n-2nB-θ]|2·exp(-j2π(fSH+Φ)TC)·exp(-j4πfSHTB)·exp(j2πfSHnTS)+…(3)
[0051] 将方程式(3)简化为下式：
[0052] C_I[n]＝a_C·1+b_C·ρn+…(4)
[0053] 其中，a_C＝exp(-j2πfCWTC)为连续波干扰的部分，b_C＝|P1[n-2nB-θ]|2·exp-j2πfSH+ΦTC·exp(-j4πfSHTB)为P1符号的部分，ρ＝expj2πfSHTS。
[0054] 接下来，将C_I[n]于连续542个取样点(对应方程式(2)中输入信号X[n]所延迟的时间TC)进行累加，可得信号C_S[n]：
[0055] C_S[n]＝C_I[n]+C_I[n-1]+…+C_I[n-542+1]
[0056] ＝542·a_C+b_C·ρn-(542-1)/2·(ρ(542-1)/2+ρ(542-1)/2-1+…+ρ(1-542)/2)[0057] ＝542·a_C+b_C·ρn-(542-1)/2·λ (5)
[0058] 其中
[0059]
[0060] 其中假设π/1024趋近于0，因此可将 近似为 当L＝542或482时，λ的值约为324.5686967。
[0061] 另一方面，将信号C_I[n]频率偏移-fSH后(即乘上exp(-j2πfSHnTS))，再于连续542个取样点(对应方程式(2)中输入信号X[n]所延迟的时间TC)进行累加，可得信号：
[0062] C_T1[n]＝ρ-n·C_I[n]+ρ-(n-1)·C_I[n-1]+…+ρ-(n-542+1)·C_I[n-542+1[0063] ＝542·b_C+a_C·ρ(542-1)/2-n·(ρ(542-1)/2+ρ(542-1)/2-1+…+ρ(1-542)/2)[0064] ＝542·b_C+a_C·ρ(542-)/2-n·λ (6)
[0065] 上述的方程式(5)及方程式(6)可分别改写为以下的方程式(7)及方程式(8)：
[0066] ρ(542-1)/2-n·C_S[n]＝542·a_C·ρ(542-1)/2-n+b_C·λ (7)
[0067] C_T1[n]＝542·b_C+a_C·ρ(542-1)/2-n·λ (8)
[0068] 将方程式(7)及方程式(8)以矩阵形式表示：
[0069]
[0070] 由方程式(9)可以发现，将信号C_S[n]频率偏移后，与信号C_T1[n]作线性运算即可得到对应P1符号的分量b_C，亦即可去除连续波干扰的分量a_C。此线性运算在电路上相当容易实现，如图3所示。
[0071] 图3为本发明P1符号检测电路的一实施例的电路图。相关性运算单元41可以实现方程式(2)，移动平均单元42对信号C_I_0[n]的连续542个取样点进行移动平均运算，另一方面，移动平均单元43对经过频率偏移(由频率偏移单元418执行，频率偏移单元418可由一乘法器实施或由中央处理单元、微
控制器等执行频率偏移的运算而达成)的信号C_I_0[n]的连续542个取样点进行移动平均运算。计算单元44计算移动平均单元42及移动平均单元43的输出而得到已去除连续波干扰的信号C_II_I[n]。最后，判断电路49依据信号C_II_I[n]的一极大值的位置可反推输入信号X[n]的数据A的起始位置。
[0072] 图4为图3的其中一种实施方式的详细电路。相关性运算单元41包含延迟单元412及乘法器414。移动平均单元42包含累加单元与平均单元，累加单元包含图4的延迟单元420、加法器430及延迟单元440，平均单元由除法器450实作。同样的，移动平均单元43包含累加单元与平均单元，累加单元包含图4的延迟单元425、加法器435及延迟单元445，平均单元由除法器455实作。计算单元44包含图4的乘法器460、乘法器465、频率偏移单元470以及加法器475。判断电路49包含峰值检测单元491及P1位置判断单元492。
[0073] 延迟单元412及乘法器414可以实现方程式(2)。延迟单元420、加法器430及延迟单元440对信号C_I_0[n]的连续542个取样点进行累加，得到信号C_S[n]。另一方面，延迟单元425、加法器435及延迟单元445对经过频率偏移(由频率偏移单元418执行)的信号C_I_0[n]的连续542个取样点进行累加，得到信号C_T1[n]。得到信号C_S[n]与信号C_T1[n]之后，方程式(9)可借由除法器450(除以542)、除法器455(除以542)、乘法器460(乘以-0.934)、乘法器465(乘以1.559)、频率偏移单元470(使信号C_S[n]产生频率偏移)以及加法器475来加以实现，最后得到已去除连续波干扰的信号C_II_I[n]。
[0074] 峰值检测单元491检测信号C_II_I[n]的峰值(即最大相关值)，并将峰值的所在位置传送至P1位置判断单元492，P1位置判断单元492再依据前级电路对输入信号所施加的延迟(例如542TS或482TS)，推算得到P1符号在T2数据帧中的正确位置。
[0075] 图5为输入信号X[n]、延迟后的输入信号X[n]以及信号C_II_I[n]于时间轴上的对应图。由于在图3或图4的电路中，相关性运算单元41中的延迟单元412是将输入信号X[n]延迟了542Ts，刚好使延迟后的输入信号X[n]的数据C与输入信号X[n]的数据A的前半部重叠，因此输入信号X[n]经过相关性运算单元41、频率偏移单元418、移动平均单元42、移动平均单元43以及计算单元44的计算后，产生的信号C_II_I[n]随着时间的变化会有一极大值，由该极大值的位置可反推输入信号X[n]的数据A的起始位置。图3与图4的电路是令输入信号X[n]的数据A的前半部与数据C重叠来进行相关性计算，因此需要542TS的视窗长度才能有效产生极大值；同理，在另一实施例中，也可以是令输入信号X[n]的数据A的后半部与数据B重叠来进行相关性计算，因此仅需要482TS的视窗长度即可有效产生极大值。
[0076] 相较于已知的检测单元110，本发明的P1符号检测电路至少具有以下特征：
[0077] 已知的检测单元110的滤波器340的视窗长度必须为1024TS才可滤除连续波干扰，而图3的滤波器(即移动平均单元42与移动平均单元43)只需542TS的视窗长度(处理数据C)或者482TS的视窗长度(处理数据B)，因此本发明能够在不降低检测准确性的同时大幅节省滤波器的处理时间；
[0078] 已知的检测单元110的滤波器340输出的滤波信号已没有连续波干扰的成分，而本发明的滤波器输出的滤波信号虽尚存在连续波干扰的成分，但借由计算单元44执行方程式(9)的部分乘法运算与加法运算，自移动平均单元42与移动平均单元43所输出的两个滤波信号中取出P1符号的分量b_C，即可滤除续波干扰的成分。除了频率偏移的处理外，计算单元44所使用的系数皆为实数，所以在电路上容易实现，且成本相对低廉；以及[0079] 已知的检测单元110所做的相关性运算，两个信号的其中之一与输入信号之间具有频率偏移(偏移量为-fSH，由乘法器310执行)；而本发明的相关性运算单元41所相乘的2个信号(即乘法器414的2个输入信号)，相较于输入信号X[n]没有频率偏移。
[0080] 图6为本发明P1符号检测电路的另一实施例的电路图。图6的电路包含2个路径，上方路径的电路与图4所示的电路相似(仅多了延迟单元416)，对输入信号X[n]作处理后输出信号C_II_I[n]。下方路径亦与图4所示的电路相似，对输入信号X[n]作处理后输出信号B_II_I[n]。相关性运算单元51的细部电路与相关性运算单元41相同，但其延迟单元是延迟482TS而非542TS。所以信号B_I[n]表示如下：
[0081] B_I[n]＝exp(-j2πfCWTB)·1+|P1[n-θ]|2·exp(-j2πΦTB)·exp(-j2πfSHnTS)+…(10)
[0082] 类似地，信号B_I[n]一方面直接由移动平均单元52进行运算，一方面经过频率偏移后(由频率偏移单元518施以频率偏移量fSH，并执行共轭多个的运算)再由移动平均单元53进行运算。请注意，移动平均单元52及移动平均单元53的视窗长度皆为482TS(对应相关性运算单元51的延迟时间482TS)。最后两者的信号由计算单元54计算后得到信号B_II_I[n]。计算单元54的电路与计算单元44相同，但系数不同，如图7所示，移动平均单元52的输出经由乘法器560乘上-1.232再由偏率偏移单元570进行频率偏移；而移动平均单元53的输出经由乘法器565乘上1.830后，在加法器575与另一路的信号相加，最后形成信号B_II_I[n]。计算单元54所采用的系数以及频率偏移量可以由以下的推导得到：
[0083] 先将方程式(10)简化为下式：
[0084] B_I[n]＝a_B·1+b_B·ρ-n+…(11)
[0085] 其中，a_B＝exp(-j2πfCWTB)为连续波干扰的部分，b_B＝|P1[n-θ]|2·exp(-j2πΦTB)为P1的部分，ρ＝exp(j2πfSHTS)。
[0086] 接下来，将B_I[n]于连续482个取样点(对应方程式(10)中输入信号X[n]所延迟的时间TB＝482TS)进行累加，可得信号B_S[n]：
[0087] B_S[n]＝B_I[n]+B_I[n-1]+…+B_I[n-482+1]
[0088] ＝482·a_B+b_B·(ρ*)n-(482-1)/2·λ (12)
[0089] 另一方面，将信号B_I[n]频率偏移fSH后(即乘上exp(j2πfSHnTS))，再于连续482个取样点进行累加，可得信号：
[0090] B_T1[n]＝ρn·B_I[n]+ρ(n-1)·B_I[n-1]+…+ρ(n-482)·B_I[n-482+1[0091] ＝482·b_B+a_B·(ρ*)(482-1)/2-n·λ (13)
[0092] 上述的方程式(12)及方程式(13)可分别改写为以下的方程式(14)及方程式(15)：
[0093] ρn-(482-1)/2·B_S[n]＝482·a_B·ρn-(482-1)/2+b_B·λ (14)
[0094] B_T1[n]＝482·b_B+a_B·ρn-(482-1)/2·λ (15)
[0095] 将方程式(14)及方程式(15)以矩阵形式表示：
[0096]
[0097] 如此可以得到计算单元54所采用的系数以及频率偏移量，也同时证明计算单元54最后输出的信号B_II_I[n]已去除连续波干扰的分量a_B，而只留下对应P1符号的分量b_B。
[0098] 图8为输入信号X[n]、两组延迟后的输入信号X[n]以及信号C_II_I[n]与信号B_II_I[n]于时间轴上的对应图。信号B_II_I[n]为依据数据B所做的相关运算，所以会在时间2TA的地方产生最大值。因为图6的检测电路包含延迟单元416，所以信号C_II_I[n]的极大值同样落在时间2TA的地方，因此信号C_II_I[n]与信号B_II_I[n]相乘后的信号(即信号P1_no_IQS[n])在2TA处将会有更明显的峰值，利于后续电路的判断。
[0099] 图6的判断电路66包含峰值检测单元661、P1位置判断单元662以及fCFO估测单元663。峰值检测单元661检测信号P1_no_IQS[n]的峰值(此时可得到较信号C_II_I[n]更准确的判断结果)，而fCFO估测单元663则从信号P1_no_IQS[n]得到输入信号的载波频率偏移，更详细地说，计算信号P1_no_IQS[n]的幅
角(argument)可得：
[0100] Arg(P1_no_IQS[n])＝Arg(b_C·b_B)
[0101] ＝-2π·(TB·fSH+TA·Φ)
[0102] 因此，可以得到输入信号n[n]的载波频率偏移的分数部分(fractional Carrier Frequency Offset,fCFO)：
[0103]
[0104] 由以上的分析可知，图6所示的P1符号检测电路利用上方路径及下方路径分别依据P1符号的数据C及数据B做相关性运算而得到信号C_II_I[n]与信号B_II_I[n]。最后将信号C_II_I[n]与信号B_II_I[n]透过乘法器55相乘后所得到的信号P1_no_IQS[n]除了有更明显的峰值以利于找出最大相关值的位置之外，还可以据以得知输入信号X[n]的载波频率偏移的分数部分。
[0105] 以上的讨论是基于接收端所预设的频谱操作与发送端所发出的信号频谱一致，也就是没有谱频反转的情形发生，然而本发明亦提出可同时检测频谱反转的P1符号检测电路。图9为本发明P1符号检测电路的另一实施例的电路图。此电路另外以移动平均单元56处理经过频率偏移的信号C_I[n](由频率偏移单元59执行频率偏移及共轭多个的运算)，再经由计算电路60计算后得到信号C_II_II[n]。因此，后级的判断电路65即可依据信号C_II_I[n]及信号C_II_II[n]何者有较大的最大相关值，来得知输入信号X[n]是否频谱反转(同理可应用于信号B_II_I[n]与信号B_II_II[n])。判断电路65的峰值检测单元651同时检测信号C_II_I[n]以及信号C_II_II[n]的峰值，然后将两峰值的位置传送给P1位置判断单元652，并且将两峰值的大小(即取绝对值)传送给IQS检测单元653，IQS检测单元653比较两峰值的大小后得知是否有频谱反转，后级的补偿电路再依据此信息及P1位置判断单元652的输出决定P1符号的正确位置。
[0106] 图10为本发明P1符号检测电路的另一实施例的电路图。信号C_II_I[n]与信号C_II_II[n](信号B_II_I[n]与信号B_II_II[n]同理)分别为对应频谱未反转及频谱反转的相关信号，且两者皆已去除连续波干扰的成分，也就是说输入信号X[n]所受的同波道干扰经过计算单元60及计算单元70(其电路与计算单元60相同，系数可参考图7)的计算后已可获得决解。信号C_II_I[n](或C_II_II[n])与信号B_II_I[n](或B_II_II[n])对应时间的
波形图如图8所示，因为信号C_II_I[n](或C_II_II[n])延迟了964TS，所以与信号B_II_I[n](或B_II_II[n])相乘后得到的信号P1_no_IQS[n](或P1_IQS[n])有更明显的极大值以利后级的判断电路判读。另外，判断电路可借由比较P1_no_IQS[n]与P1_IQS[n]的极大值，得知输入信号X[n]是否有频谱反转，还可依据P1_no_IQS[n]与P1_IQS[n]的任一者，来得到输入信号X[n]的载波频率偏移(如方程式(17)所示)。图10的判断电路75包含峰值检测单元751、P1位置判断单元752、IQS检测单元753以及fCFO估测单元754，其中fCFO估测单元754与图6实施例的fCFO估测单元663相同，可从信号P1_no_IQS[n]得到输入信号的载波频率偏移，然而图10实施例的fCFO估测单元754更偶接IQS检测单元753，因此可以正确选择信号P1_no_IQS[n]进行运算。判断电路75对信号P1_no_IQS[n]以及信号P1_IQS[n]所进行的其他各项判断，于各功能单元的细节已做过说明，故不再赘述。
[0107] 图11为本发明的P1符号检测电路配合判断电路应用于DVB-T2系统的接收端的示意图。补偿电路1230依据判断电路1240的判断结果来调整/补偿暂存于寄存器1210中的输入信号，使后级的电路(例如FFT运算单元等)可以处理正确的输入信号。判断电路1240所包含的各功能单元已于先前介绍过，故不再赘述。
[0108] 虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的
修改和完善，因此本发明的保护范围当以
权利要求书所界定的为准。
