技术领域
[0001] 本
发明涉及一种离散空间矢量调制的开关磁阻电机转矩预测控制系统及方法，属于开关磁阻电机转矩控制的技术领域。
背景技术
[0002] 开关磁阻电机是一种新型特种电机，由于其
定子与
转子都是双凸极结构、转子无绕组无磁体嵌放，因而结构简单坚固，具有高效率和高可靠性的优点。开关磁阻电机根据转子与定子的相对
位置对定子绕组进行通电，转子会根据磁阻最小原理改变两者之间的气隙大小从而转矩输出电机旋转。
[0003] 相比于传统电机的转矩输出，开关磁阻电机的主要缺点是较高的输出转矩脉动，输出转矩脉动还导致了电机的振动与噪声问题。另外，转矩脉动还影响了速度误差。
[0004] 已有的技术方案所采用的控制
算法主要是通过控制相
电流和相
电压的大小，进而控制转矩脉动。目前，比较有效的研究成果有转矩分配函数、
迭代学习控制和微步控制等方法。
[0005] 间接转矩控制一般以相电流或相磁链为控制变量，速度
控制器的输出经过转矩分配函数模
块(简称TSF)将合成转矩分配到各相，然后根据相应的转矩到电流或者转矩到磁链的逆变换模块求出相电流或相磁链指令，通过电流或磁链控制器使控制系统
跟踪相电流或者相磁链，从而实现转矩的跟踪控制。但是转矩分配函数策略没有对转矩进行实时控制，属于间接转矩控制策略，控制
精度有限。直接转矩控制加入了转矩变量的
负反馈，使转矩控制更为精确。首先要离线测量转矩-电流-位置或者转矩-电流-磁链之间的相互关系，制成表格并存储起来。在线控制中，
存储器被用来实时估算相转矩，作为反馈转矩使用。控制器最终通过控制电机相电压来实现反馈转矩与给定转矩之间的跟踪。但是由于反馈控制器的引入，增加了系统复杂度，同时准确的转矩反馈估算也极大地影响着控制系统的控制性能。传统的直接转矩控制方式主要是借鉴异步电机的砰砰控制器，由于砰砰控制器在扇区转换过程中，存在转矩失控现象，同时SRM电机与三相异步电机在结构与特性上存在较大差异，其控制性能不尽理想。
发明内容
[0006] 根据
现有技术的不足，本发明提供一种离散空间矢量调制的开关磁阻电机转矩预测控制系统及方法，使得开关磁阻电机实际转矩跟随给定转矩，达到减小转矩脉动的目的。
[0007] 本发明按以下技术方案实现：
[0008] 一种离散空间矢量调制的开关磁阻电机转矩预测控制系统，包括功率变换器、开关磁阻电机、离散控制矢量模块、转矩估计模块、速度控制器模块、代价函数最小化模块及触发脉冲调
制模块；所述功率变换器的直流
母线上安装了电压
传感器，用于实时测量
直流母线电压Vdc(k)；所述功率变换器到开关磁阻电机的电机动
力线上安装了电流传感器，用于实时测量电机的定子电流i1,2,3(k)；所述开关磁阻电机的转子轴上安装了转子位置
角度传感器，用于实时测量转子位置角度θ1,2,3(k)；所述离散控制矢量模块用于生成开关状态D1,2,3(k)输入到转矩估计模块中；所述转矩估计模块的输入端接入定子电流i1,2,3(k)、转子位置角度θ1,2,3(k)、直流母线电压Vdc(k)和开关状态；所述转子位置角度θ1,2,3(k)，求导得到速度反馈值，与速度给定值进行比较后，输入到所述速度控制器模块；所述转矩估计模块的输出端与所述速度控制器模块输出端接入代价函数最小化模块输入端，代价函数最小化模输出触发脉冲调制模块的控制
信号；所述触发脉冲调制模块输出端连接功率变换器。
[0009] 离散空间矢量调制的开关磁阻电机转矩预测控制装置的控制方法，控制方法步骤如下：
[0010] 功率变换器到开关磁阻电机的电机动力线上，安装了电流传感器，用于实时测量电机的定子电流i1,2,3(k)；开关磁阻电机的转子轴上安装了转子位置角度传感器，用于实时测量转子位置角度θ1,2,3(k)；功率变换器的直流母线上，安装了电压传感器，用于实时测量直流母线电压Vdc(k)；
[0011] 根据转子位置角度θ1,2,3(k)的不同，按照离散状态公式，可以由离散控制矢量模块，生成开关状态D1,2,3(k)输入到转矩估计模块中；
[0012] 当定子电流i1,2,3(k)、转子位置角度θ1,2,3(k)、直流母线电压Vdc(k)和开关状态D1,2,3(k)输入到转矩估计模块时，计算得到k+1时刻的电机总转矩Ttotal(k+1)；
[0013] 整个开关磁阻电机控制系统的外环为速度外环，转子位置角度θ1,2,3(k)求导得到速度反馈值，与速度给定值进行比较后，输入到速度控制器，速度控制器的输出值为k+1时刻的电机总转矩参考值Ttotal,ref(k+1)；
[0014] k+1时刻的电机总转矩参考值Ttotal,ref(k+1)与k+1时刻的电机总转矩Ttotal(k+1)输入到代价函数最小化模块中，依据代价函数公式进行最小化求解，从而确定触发脉冲
控制信号。
[0015] 优选的是，功率变换器为三相不对称半桥功率变换器，定义Dp为不对称半桥功率变换器的功率开关器件的控制信号，其中p分别为1,2,3代表A、B、C三相，一相桥臂
上管和
下管同时开通，定义为1，也即励磁模式；一相桥臂中上管关断、下管开通定义为0，也即自然续流模式；一相桥臂中上管和下管同时关断，定义为-1，也即退磁模式。
[0016] 优选的是，离散状态公式由式
[0017] 和式t1+t2＝Ts组成；其中Ts代表
采样时间， 是实际的开关状态。
[0018] 优选的是，转矩估计模块计算得到开关磁阻电机的总转矩的计算分为三个组成部分，分别为A相转矩估计、B相转矩估计、C相转矩估计；
[0019] 每一相的转矩估计计算流程一致，具体步骤如下：
[0020] (1)在k时刻的A相转子位置角度θ1(k)、A相电流i1(k)、A相桥臂的开关状态D1(k)输入到计算模块中，A相转子位置角度θ1(k)求导后得到电机
角速度ω，电机角速度ω加上A相转子位置角度θ1(k)得到了Δθ1；A相转子位置角度θ1(k)和A相电流i1(k)输入到ec1模块中，依据磁链公式，可得到ψ1(k)；A相桥臂的开关状态D1(k)乘以直流母线电压Vdc(k)得到D1(k)*Vdc(k)；
[0021] (2)：A相转子位置角度在k+1时刻的值θ′1(k+1)输入到表格ip＝fp(ψp,θp)中去；A相磁链ψ1(k)加上Δψ1后得到k+1时刻的磁链值ψ′1(k+1)，并输入到表格ip＝fp(ψp,θp)中去；D1(k)*Vdc(k)减去A相电流i1(k)和电机定子
电阻R的乘积项后，进行积分运算，根据磁链值的增量公式，计算得到A相的磁链值的增量Δψ1；
[0022] (3)表格ip＝fp(ψp,θp)输出A相电流在k+1时刻的值i′1(k+1)，同时表格的输出值输入到ec2模块中，根据每一相的转矩计算公式可得到k+1时刻的A相转矩值T′1(k+1)[0023] (4)按照同样的计算流程和步骤，同时可得到k+1时刻的B相转矩值T′2(k+1)和k+1时刻的C相转矩值T′3(k+1)；
[0024] (5)将T′1(k+1)、T′2(k+1)和T′3(k+1)相加得到k+1时刻电机的总转矩T′total(k+1)。
[0025] 优选的是，代价函数公式为：
[0026] 代价函数包含两个部分，一个是：
[0027] eT(k)＝qT(Ttotal(k+1)-Ttotal,ref(k+1))2
[0028] 式中，qT是权重系数，k代表离散时间常数；
[0029] 另一个是：
[0030]
[0031] 式中，qi是一个权重系数，此项有助于相与相之间的转矩输出平滑切换；
[0032] 最终代价函数为：
[0033] G(k)＝f(D123(k),m(k))＝et(k)+eI(k)
[0034] D123(k)是
门极控制信号，m(k)是转子位置、直流母线电压、相电流的测量值。
[0035] 优选的是，磁链ψp的公式如下：
[0036]
[0037] 其中，式中的Ld,Ldsat,Lq分别为定转子凸极完全对齐位置的电感、定转子凸极完全对齐位置的饱和电感、定转子凸极不完全对齐位置的电感。式中的A和B是电机模型不同而所选择的常数值；
[0038] f(θp)是一个内插函数，此函数由如下公式来计算：
[0039]
[0040] 优选的是，磁链值的增量公式如下：
[0041]
[0042] 式中，Vdc(k)是k时刻功率变换器直流母线电压值；Rs是电机定子电阻值。
[0043] 优选的是，每一相的转矩计算公式如下：
[0044]
[0045] 其中，式中的Ld,Ldsat,Lq分别为定转子凸极完全对齐位置的电感、定转子凸极完全对齐位置的饱和电感、定转子凸极不完全对齐位置的电感。式中的A和B是电机模型不同而所选择的常数值；
[0046] f(θp)是一个内插函数，此函数由如下公式来计算：
[0047]
[0048] f′(θp)为对内插函数f(θp)进行求导。
[0049] 本发明有益效果：
[0050] 本发明属于电机的转矩预测控制，能够在电机的整个转速区间内实现较低的转矩脉动，同时各相切换时保证了较好的平滑切换，通过在
水平时间轴上估计k+1时刻的转矩输出，并与k+1时刻的转矩输出参考值比较，求解代价函数的最优值，系统响应速度快、算法实时性好、闭环控制性能良好。
[0051] 相比于间接转矩控制方法，控制精度提高；相比于直接转矩控制方法中的砰砰控制器，转矩切换平滑、转矩脉动抑制效果好。
附图说明
[0053] 图2a为三相不对称半桥功率变换器开关模式(励磁模式)；
[0054] 图2b为三相不对称半桥功率变换器开关模式(自然续流模式)；
[0055] 图2c为三相不对称半桥功率变换器开关模式(退磁模式)；
[0057] 图4为开关磁阻电机转矩估计框图；
[0058] 图5为离散空间矢量调制的开关磁阻电机转矩预测控制原理框图；
[0060] 图7为传统的间接转矩控制误差波形；
[0061] 图8为本发明所提出的转矩预测控制波形；
[0062] 图9为本发明所提出的转矩预测控制误差波形。
具体实施方式
[0063] 以下结合附图，通过具体
实施例对本发明作进一步的说明。
[0064] 图1为开关磁阻电机控制系统框图，根据图1可知，开关磁阻电机控制系统的主
电路的输入为三相交流电源，经过
整流器后由直流滤波电容形成直流环节，连接开关磁阻电机定子相绕组的为三相不对称半桥结构。其中La、Lb、Lc为开关磁阻电机定子A、B、C三相绕组。
[0065] 图2a、2b、2c为三相不对称半桥功率变换器开关模式分析，根据开关磁阻电机的运行原理，每一相具有3种开关模式，分别为励磁模式、自然续流模式和退磁模式，如图2a、2b、2c所示。由图2a、2b、2c可知，每一相具有3种开关模式，因此A、B、C三相组合后共有27种开关模式。
[0066] 定义Dp为不对称半桥功率变换器的功率开关器件的控制信号，其中p分别为1,2,3代表A、B、C三相。一相桥臂上管和下管同时开通，定义为1，也即励磁模式；一相桥臂中上管关断、下管开通定义为0，也即自然续流模式；一相桥臂中上管和下管同时关断，定义为-1，也即退磁模式。
[0067] 图3为开关磁阻电机本体模型。根据此模型，可求解磁链ψp、转子位置角度θp和电机定子相电流ip之间的关系计算。
[0068] 磁链ψp、转子位置角度θp和电机定子相电流ip三者之间的函数关系如式(1)表示。
[0069] ψp＝ψp(θp,ip) (1)
[0070] 磁链ψp由式(2)进行计算，式中的Ld,Ldsat,Lq分别为定转子凸极完全对齐位置的电感、定转子凸极完全对齐位置的饱和电感、定转子凸极不完全对齐位置的电感。式中的A和B是依据图3电机模型不同而所选择的常数值。
[0071]
[0072] 式(2)中的f(θp)是一个内插函数，此函数由式(3)来计算。
[0073]
[0074] 根据电机转矩原理，每一相的转矩计算由磁共能函数W(ip,θp)对转子位置角度θp进行求偏导计算，见式(4)。
[0075]
[0076] 根据图3的开关磁阻电机本体模型，每一相的转矩计算可由式(5)计算，式中的变量与式(2)中所定义的一致。f′(θp)为对内插函数f(θp)进行求导。
[0077]
[0078] 因此电机的总转矩计算由式(6)决定。
[0079]
[0080] 图4为开关磁阻电机转矩估计框图。该图中，根据三相6/4极开关磁阻电机的结构，电机总转矩的计算分为三个组成部分，分别为A相转矩估计、B相转矩估计、C相转矩估计。每一相的转矩估计计算流程一致，因此仅以A相为例进行介绍。
[0081] 第(1)步：在k时刻的A相转子位置角度θ1(k)、A相电流i1(k)、A相桥臂的开关状态D1(k)输入到计算模块中，A相转子位置角度θ1(k)求导后得到电机角速度ω，电机角速度ω加上A相转子位置角度θ1(k)得到了Δθ1；A相转子位置角度θ1(k)和A相电流i1(k)输入到ec1模块中，依据式(2)，可得到ψ1(k)；A相桥臂的开关状态D1(k)乘以直流母线电压Vdc(k)得到D1(k)*Vdc(k)。
[0082] 第(2)步：A相转子位置角度在k+1时刻的值θ′1(k+1)输入到表格ip＝fp(ψp,θp)中去；A相磁链ψ1(k)加上Δψ1后得到k+1时刻的磁链值ψ′1(k+1)，并输入到表格ip＝fp(ψp,θp)中去；D1(k)*Vdc(k)减去A相电流i1(k)和电机定子电阻R的乘积项后，进行积分运算，根据式(10)，计算得到A相的磁链值的增量Δψ1。
[0083] 第(3)步：表格ip＝fp(ψp,θp)输出A相电流在k+1时刻的值i′1(k+1)，同时表格的输出值输入到ec2模块中，根据式(5)可得到k+1时刻的A相转矩值T′1(k+1)。
[0084] 第(4)步：按照同样的计算流程和步骤，同时可得到k+1时刻的B相转矩值T′2(k+1)和k+1时刻的C相转矩值T′3(k+1)。
[0085] 第(5)步：将T′1(k+1)、T′2(k+1)和T′3(k+1)相加得到k+1时刻电机的总转矩T′total(k+1)。
[0086] 图5为离散空间矢量调制的开关磁阻电机转矩预测控制原理框图。离散空间矢量调制的开关磁阻电机转矩预测控制装置包括功率变换器、开关磁阻电机、离散控制矢量模块、转矩估计模块、速度控制器模块、代价函数最小化模块及触发脉冲调制模块；所述功率变换器的直流母线上安装了电压传感器，用于实时测量直流母线电压Vdc(k)；所述功率变换器到开关磁阻电机的电机动力线上安装了电流传感器，用于实时测量电机的定子电流i1,2,3(k)；所述开关磁阻电机的转子轴上安装了转子位置角度传感器，用于实时测量转子位置角度θ1,2,3(k)；所述离散控制矢量模块用于生成开关状态D1,2,3(k)输入到转矩估计模块中；所述转矩估计模块的输入端接入定子电流i1,2,3(k)、转子位置角度θ1,2,3(k)、直流母线电压Vdc(k)和开关状态；所述转子位置角度θ1,2,3(k)，求导得到速度反馈值，与速度给定值进行比较后，输入到所述速度控制器模块；所述转矩估计模块的输出端与所述速度控制器模块输出端接入代价函数最小化模块输入端，代价函数最小化模输出触发脉冲调制模块的控制信号；所述触发脉冲调制模块输出端连接功率变换器。
[0087] 根据图5，实现离散空间矢量调制的开关磁阻电机转矩预测控制方法主要控制目标是跟随给定转矩同时保持低转矩脉动，其实质是在每一个采样周期中求解功率变换器开关函数的最优化问题。
[0088] 该方法主要由3个部分组成：(1)代价函数最小化；(2)转矩估计；(3)离散空间矢量的生成。
[0089] (1)代价函数最小化：
[0090] 代价函数包含两个部分，一个是：
[0091] eT(k)＝qT(Ttotal(k+1)-Ttotal,ref(k+1))2 (7)
[0092] 式(7)中，qT是权重系数，k代表离散时间常数。
[0093] 另一个是：
[0094]
[0095] 式(8)中，qi是一个权重系数，此项有助于相与相之间的转矩输出平滑切换。图5中的i1,2,3(k+1)即为k+1时刻电机A、B、C三相的定子电流。
[0096] 最终代价函数为
[0097] G(k)＝f(D123(k),m(k))＝et(k)+eI(k) (9)
[0098] D123(k)是门极控制信号，m(k)是转子位置、直流母线电压、相电流的测量值。
[0099] (2)转矩估计：
[0100] 评估每一个开关状态Dp(k)，磁链值的增量由式(10)计算：
[0101]
[0102] 式(10)中，Vdc(k)是k时刻功率变换器直流母线电压值；Rs是电机定子电阻值。
[0103] (3)离散空间矢量：
[0104] 使用离散空间矢量调制，D1，D2，D3的实际值是-1，0，1，如前文所述。
[0105] 当功率变换器的一相桥臂上管和下管同时开通，定义为1，也即励磁模式，Dp＝1，其中p＝1,2,3；
[0106] 当功率变换器的一相桥臂中上管关断、下管开通定义为0，也即自然续流模式，Dp＝0，其中p＝1,2,3；
[0107] 当功率变换器的一相桥臂中上管和下管同时关断，定义为-1，也即退磁模式，Dp＝-1，其中p＝1,2,3。
[0108] 任何离散状态由式(11)和式(12)达到，根据伏秒法则，任意一种离散状态可通过tj来实现：
[0109]
[0110] t1+t2＝Ts (12)
[0111] Ts代表采样时间， 是实际的开关状态。
[0112] 由图5可知，本发明
专利所提出的一种离散空间矢量调制的开关磁阻电机转矩预测控制方法，见图中虚线框内。具体方法如下:
[0113] 功率变换器到开关磁阻电机(SRM)的电机动力线上，安装了电流传感器，用于实时测量电机的定子电流i1,2,3(k)；开关磁阻电机(SRM)的转子轴上安装了转子位置角度传感器，用于实时测量转子位置角度θ1,2,3(k)；功率变换器的直流母线上，安装了电压传感器，用于实时测量直流母线电压Vdc(k)。
[0114] 根据前述图4，当定子电流i1,2,3(k)、转子位置角度θ1,2,3(k)、直流母线电压Vdc(k)和开关状态D1,2,3(k)输入到转矩估计模块时，可计算得到k+1时刻的电机总转矩Ttotal(k+1)。
[0115] 根据转子位置角度θ1,2,3(k)的不同，按照式(11)和式(12)，可以由离散控制矢量模块，生成开关状态D1,2,3(k)输入到转矩估计模块中。
[0116] k+1时刻的电机总转矩参考值Ttotal,ref(k+1)与k+1时刻的电机总转矩Ttotal(k+1)输入到代价函数最小化模块中，依据式(7)、式(8)和式(9)进行最小化求解，从而确定触发脉冲控制信号。
[0117] 整个开关磁阻电机控制系统的外环为速度外环，转子位置角度θ1,2,3(k)求导得到速度反馈值，与速度给定值进行比较后，输入到速度控制器(PI调节器)，速度控制器的输出值为k+1时刻的电机总转矩参考值Ttotal,ref(k+1)。
[0118] 以一台18kW三相开关磁阻电机为例，进行了转矩控制方法的效果对比。如图6和图7为传统的间接转矩控制波形和误差波形。图8和图9为本发明专利所提的转矩预测控制波形和误差波形。
[0119] 从图中能够看出，相比于间接转矩控制方法，控制精度提高；相比于直接转矩控制方法中的砰砰控制器，转矩切换平滑、转矩脉动抑制效果好。
[0120] 因此，本发明能够在电机的整个转速区间内实现较低的转矩脉动，同时各相切换时保证了较好的平滑切换，通过在水平时间轴上估计k+1时刻的转矩输出，并与k+1时刻的转矩输出参考值比较，求解代价函数的最优值，系统响应速度快、算法实时性好、闭环控制性能良好。
[0121] 以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
