一种同步旋转坐标系下三相并网逆变器小信号建模方法
阅读：571发布：2020-05-12
专利汇可以提供一种同步旋转坐标系下三相并网逆变器小信号建模方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 公开了一种同步旋转 坐标系 下三相并网逆变器小 信号 建模方法。本发明基于逆变器各环节在同步旋转坐标系下的小信号模型，将小信号传递回路分为两个部分建立了分部导纳模型，并将各环节小信号模型中的耦合项分为可忽略部分和不可忽略部分，通过减少耦合项数和矩阵运算量实现同步旋转坐标系下三相并网逆变器小信号模型的简化。同时，在简化建模过程中引入有功导纳和无功导纳，可解释稳定工作点变化对逆变器阻抗特性的影响。按本发明公开的建模方法可使阻抗模型形式简洁，并可建立阻抗矩阵中各项与实际物理环节的联系，增强了dq阻抗的物理意义，可为逆变器设计和 控制器 参数调整提供指导。，下面是一种同步旋转坐标系下三相并网逆变器小信号建模方法专利的具体信息内容。
1.一种同步旋转坐标系下三相并网逆变器小信号建模方法，其特征在于，所述建模过程包括以下四个步骤：S1、构建并网逆变器的整体小信号框图；S2、将小信号框图分为两个子图，分别求解对应的两个导纳矩阵Y1和Y2；S3、简化导纳矩阵并列写简化表达式；S4、合成并网逆变器阻抗模型并列写简化表达式。
2.根据权利要求1所述的同步旋转坐标系下三相并网逆变器小信号建模方法，其特征在于，步骤S1、构建并网逆变器的整体小信号框图，具体如下：S11-根据逆变器的主电路拓扑和控制方法，以同步旋转坐标系下并网点的小信号电压Δupdq为输入，以并网的小信号电流Δigdq为输出，确定逆变器内部的小信号传递关系；S12-推导小信号传递回路上包括锁相环、控制环、滤波电路、PWM调制等环节在内的各子环节的小信号传递函数矩阵表达式；S13-基于步骤S11和S12绘制并网逆变器小信号框图。
3.根据权利要求1所述的同步旋转坐标系下三相并网逆变器小信号建模方法，其特征在于，步骤S2具体如下、首先，根据与锁相环无关的小信号传递回路确定第一个子图，计算该子图的等效传递函数矩阵，即导纳Y1；然后，根据与锁相环相关的小信号传递回路确定第二个子图，计算该子图的等效传递函数矩阵，即导纳Y2；三相锁相环的结构特点决定了并网点的电压扰动量中只有q轴分量被引入小信号模型中，所以导纳矩阵Y2首列元素为零，第二列元素为YPLL-d与YPLL-q，基于导纳的同步旋转坐标系下电压-电流关系式为：
4.根据权利要求1所述的同步旋转坐标系下三相并网逆变器小信号建模方法，其特征在于，步骤S3包括三个步骤：S31-忽略包括控制延时、采样信号低通滤波等只影响并网逆变器高频特性的环节，关注逆变器的中低频特性，在矩阵层面上简化导纳矩阵Y2；
S32-关注导纳矩阵Y2表达式中含有耦合项的矩阵，将耦合项分为锁相环引入的耦合项和非锁相环引入的耦合项，并忽略非锁相环引入的耦合项，在矩阵元素层面上简化导纳矩阵Y2；
S33-推导独立的YPLL-d简化表达式与YPLL-q简化表达式。
5.根据权利要求4所述的同步旋转坐标系下三相并网逆变器小信号建模方法，其特征在于，步骤S3建模结果特征为：YPLL-d表征并网点谐波电压对并网电流d轴分量的影响，在波特图上的幅值与并网逆变器输出无功电流正相关，故将其定义为无功导纳；YPLL-q表征并网点谐波电压对并网电流q轴分量的影响，在波特图上的幅值与并网逆变器输出的有功电流正相关，故将其定义为有功导纳；YPLL-d和YPLL-q的幅值物理意义为并网点谐波电压放大率，幅值越小并网系统谐波稳定裕度越大。
6.根据权利要求5所述的同步旋转坐标系下三相并网逆变器小信号建模方法，其特征在于，步骤S4具体如下，
首先，对导纳矩阵Y1求逆矩阵得阻抗Z1并忽略该矩阵中的耦合项，得到小信号电流-电压关系式：
由于矩阵Z1中元素满足关系式：Z1dd＝Z1qq，基于Z1dd、YPLL-d和YPLL-q和以上关系式可得简化的并网逆变器阻抗矩阵Zi表达式：
7.根据权利要求6所述的同步旋转坐标系下三相并网逆变器小信号建模方法，其特征在于，建模过程中的关键变量Z1dd、YPLL-d和YPLL-q可以根据并网逆变器外部阻抗测试结果反向求取，计算公式为：
一种同步旋转坐标系下三相并网逆变器小信号建模方法
技术领域
背景技术
[0002] 随着可再生能源发电、直流输电、电气化交通等的快速发展，电力系统“源-网-荷”各环节中电力电子变流器渗透率不断提高；尤其输配电线路较长，区域电网中隔离变压器较多时，电网呈现以低短路比为显著特征的弱电网特性，存在不可忽略的阻感性电网阻抗。逆变器是连接分布式发电设备与电网的主要装置，具有不同于传统发电机的多尺度控制机制和低惯性宽频响应特性。弱电网与逆变器的相互作用易导致宽频谐波谐振和系统稳定性问题。近年来，基于阻抗的系统稳定性分析方法成为了国内外学者的研究热点。
[0003] 进行阻抗稳定性分析的前提是建立系统阻抗模型，电网侧阻抗模型可等效为电感与电阻的串联，而逆变侧阻抗模型决定于逆变器的拓扑结构和控制方法，逆变器阻抗建模是系统稳定性分析的关键与难点所在。当前主流三相并网逆变器均采用同步旋转坐标系下PI控制实现并网有功、无功分量的调节，同步旋转坐标系下的逆变器dq阻抗建模方法具有重要研究价值。
[0004] 当前，有学者考虑锁相环、电流控制环、功率控制环的影响并建立了完整的三相并网逆变器dq小信号阻抗模型。由于三相交流系统在dq坐标系下是耦合的双输入双输出系统，上述建模方法中复杂的矩阵运算过程弱化了阻抗和实际物理环节的联系；基于广义奈奎斯特稳定判据的稳定性分析中，求取矩阵特征值的运算使阻抗物理意义进一步模糊化。为弥补此缺憾，有文献忽略全部阻抗耦合项，建立了最简dq阻抗模型，但不能用于非单位功率因数并网时的稳定性分析，应用场合受限。因此，亟需发明一种简洁的、适用于全部工况的阻抗建模方法。
发明内容
[0005] 针对现有小信号建模方法的不足，本发明的目的是提供一种同步旋转坐标系下三相并网逆变器小信号建模方法，本发明提供的方法可以明确逆变器各物理环节和dq阻抗之间的联系，增强dq阻抗的物理意义，为逆变器控制方法的设计和调整提供指导；同时，逆变器小信号建模结果可应用于并网系统中低频谐波谐振特性分析。
[0006] 为实现上述技术目标，本发明提出的三相并网逆变器小信号建模方法主要实现步骤为：S1、构建并网逆变器整体的小信号框图；S2、将小信号框图分为两个子图，分别求解对应的两个导纳矩阵Y1和Y2；S3、简化导纳矩阵并列写简化表达式；S4、合成并网逆变器阻抗模型并列写简化表达式。
[0007] 步骤S1、构建并网逆变器整体小信号框图的具体实现过程包括：
[0010] S13-基于步骤S11和S12绘制并网逆变器小信号框图。
[0011] 步骤S2将小信号框图分为两个子图的具体实现过程为：首先，根据与锁相环无关的小信号传递回路确定第一个子图，计算该子图的等效传递函数矩阵，即导纳Y1；然后，根据与锁相环相关的小信号传递回路确定第二个子图，计算该子图的等效传递函数矩阵，即导纳Y2；三相锁相环的结构特点决定了并网点的电压扰动量中只有q轴分量被引入小信号模型中，所以导纳矩阵Y2首列元素为零，第二列元素为YPLL-d与YPLL-q，基于导纳的同步旋转坐标系下电压-电流关系式为：
[0012]
[0013] 步骤S3简化导纳矩阵并列写简化表达式的具体实现过程为：
[0014] S31-忽略包括控制延时、采样信号低通滤波等只影响并网逆变器高频特性的环节，关注逆变器的中低频特性，在矩阵层面上简化导纳矩阵Y2；
[0015] S32-关注导纳矩阵Y2表达式中含有耦合项的矩阵，将耦合项分为锁相环引入的耦合项和非锁相环引入的耦合项，并忽略非锁相环引入的耦合项，在矩阵元素层面上简化导纳矩阵Y2；
[0016] S33-推导独立的YPLL-d简化表达式与YPLL-q简化表达式。
[0017] 在步骤S3建模结果中：YPLL-d表征并网点谐波电压对并网电流d轴分量的影响，在波特图上的幅值与并网逆变器输出无功电流正相关，所以将YPLL-d定义为无功导纳；YPLL-q表征并网点谐波电压对并网电流q轴分量的影响，在波特图上的幅值与并网逆变器输出的有功电流正相关，所以将YPLL-q定义为有功导纳；YPLL-d和YPLL-q的幅值物理意义为并网点谐波电压放大率，幅值越小谐波稳定裕度越高。
[0018] 步骤S4合成并网逆变器阻抗模型并列写简化表达式的具体实现过程为：首先，对导纳矩阵Y1求逆矩阵得阻抗Z1并忽略该矩阵中的耦合项，得到小信号电流-电压关系式：
[0019]
[0020] 由于矩阵Z1中元素满足关系式：Z1dd＝Z1qq，基于Z1dd、YPLL-d和YPLL-q和以上关系式可得简化的并网逆变器阻抗矩阵Zi表达式：
[0021]
[0022] 原有的逆变器dq阻抗建模方法全部过程采用矩阵相乘和求逆的方式进行，得到的阻抗建模结果中阻抗各项没有独立表达式；与之对比，本发明提出的建模方法对阻抗模型进行了合理的精简，建模结果中阻抗各项具有明确的表达式，因此可以揭示逆变器阻抗各项与逆变器中各物理环节之间的联系，增强dq阻抗的物理意义。
[0023] 根据简化阻抗模型的表达式，若三相并网逆变器在各频率点的dq阻抗值(Zidd(f)、Zidq(f)、Ziqd(f)、Ziqq(f))已经通过外端口阻抗测试得到，则上述简化的小信号建模方法中三个关键变量Z1dd、YPLL-d和YPLL-q在各个频率点的幅值和相位信息可采用以下公式计算：
[0024]
[0025] 因此，根据逆变器的外端口阻抗特性测试结果即可初步定性判断有功导纳、无功导纳幅值和系统谐波稳定性。当Zidq(f)幅值较小时，无功导纳较小，系统运行于高功率因数状态，通过无功导纳耦合产生的d通道谐波电流含量低；反之，当Zidq(f)幅值较大时，系统运行于非单位功率因数状态，通过无功导纳耦合产生的d通道谐波电流含量高。当Ziqq(f)与Zidd(f)相近时，有功导纳值趋于零，系统运行于低功率等级状态，谐波稳定裕度大；反之，Ziqq(f)与Zidd(f)之间差值越大，系统的谐波稳定裕度越小。附图说明
[0026] 图1为本发明一实施例三相并网系统的电路拓扑和逆变器控制方法示意图；
[0027] 图2为本发明一实施例三相并网逆变器的整体小信号框图；
[0028] 图3为本发明一实施例三相并网逆变器的分部小信号框图；
[0029] 图4为本发明一实施例不同电流稳定工作点下的有功导纳、无功导纳波特图；
[0030] 图5为本发明一实施例不同计算方式下有功导纳、无功导纳波特图；
[0031] 图6为本发明一实施例三相并网逆变器的部分阻抗Z1波特图；
[0032] 图7为本发明一实施例逆变器阻抗简化建模方法和原有建模方法对比示意图；
[0033] 图8为本发明一实施例不同计算方式下三相并网逆变器阻抗Zi波特图。
具体实施方式
[0034] 为了加深对本发明的认识和理解，下面结合附图和具体实施方式进一步介绍该发明。
[0035] 实施例1：一种同步旋转坐标系下三相并网逆变器小信号建模方法，具体实现步骤为：S1、构建并网逆变器整体的小信号框图；S2、将小信号框图分为两个子图，分别求解对应的两个导纳矩阵Y1和Y2；S3、简化导纳矩阵并列写简化表达式；S4、合成并网逆变器阻抗模型并列写简化表达式。
[0036] 步骤S1、构建并网逆变器整体小信号框图的具体实现过程包括：
[0037] S11-根据逆变器的主电路拓扑和控制方法，以同步旋转坐标系下并网点的小信号电压Δupdq为输入，以并网的小信号电流Δigdq为输出，确定逆变器内部的小信号传递关系；
[0038] S12-推导小信号传递回路上包括锁相环、控制环、滤波电路、PWM调制等环节在内的各子环节的小信号传递函数矩阵表达式；
[0039] S13-基于步骤S11和S12绘制并网逆变器小信号框图。
[0040] 步骤S2将小信号框图分为两个子图的具体实现过程为：首先，根据与锁相环无关的小信号传递回路确定第一个子图，计算该子图的等效传递函数矩阵，即导纳Y1；然后，根据与锁相环相关的小信号传递回路确定第二个子图，计算该子图的等效传递函数矩阵，即导纳Y2；三相锁相环的结构特点决定了并网点的电压扰动量中只有q轴分量被引入小信号模型中，所以导纳矩阵Y2首列元素为零，第二列元素为YPLL-d与YPLL-q，基于导纳的同步旋转坐标系下电压-电流关系式为：
[0041]
[0042] 步骤S3简化导纳矩阵并列写简化表达式的具体实现过程为：
[0043] S31-忽略包括控制延时、采样信号低通滤波等只影响并网逆变器高频特性的环节，关注逆变器的中低频特性，在矩阵层面上简化导纳矩阵Y2；
[0044] S32-关注导纳矩阵Y2表达式中含有耦合项的矩阵，将耦合项分为锁相环引入的耦合项和非锁相环引入的耦合项，并忽略非锁相环引入的耦合项，在矩阵元素层面上简化导纳矩阵Y2；
[0045] S33-推导独立的YPLL-d简化表达式与YPLL-q简化表达式。
[0046] 在步骤S3建模结果中：YPLL-d表征并网点谐波电压对并网电流d轴分量的影响，在波特图上的幅值与并网逆变器输出无功电流正相关，所以将YPLL-d定义为无功导纳；YPLL-q表征并网点谐波电压对并网电流q轴分量的影响，在波特图上的幅值与并网逆变器输出的有功电流正相关，所以将YPLL-q定义为有功导纳；YPLL-d和YPLL-q的幅值物理意义为并网点谐波电压放大率，幅值越小谐波稳定裕度越高。
[0047] 步骤S4合成并网逆变器阻抗模型并列写简化表达式的具体实现过程为：首先，对导纳矩阵Y1求逆矩阵得阻抗Z1并忽略该矩阵中的耦合项，得到小信号电流-电压关系式：
[0048]
[0049] 由于矩阵Z1中元素满足关系式：Z1dd＝Z1qq，基于Z1dd、YPLL-d和YPLL-q和以上关系式可得简化的并网逆变器阻抗矩阵Zi表达式：
[0050]
[0051] 应用实施例：参见图1—图8，典型光伏并网系统的主电路和逆变器控制方法如图1所示。主电路部分，直流侧为可视为电压恒定的直流源，DC-AC变换由6个IGBT组成的三相全桥逆变电路实现，桥臂输出的电流经LC滤波接入变压器，变压器原边线电压为315V，升压后副边接入10kV配电网；呈现阻感性的配电网阻抗为等效电感Lg0和等效电阻Rg0的串联，该阻抗是与配电网线路和潮流相关的时变值。逆变器控制部分，输出端电压经采样环节输入锁相环(Synchronization Reference Frame Phase Locked Loop,SRF-PLL)得到相位信息，用于实现采样电流的PARK正变换和控制信号的PARK反变换；电流控制环在dq旋转坐标系下采用PI控制，控制器输出量经坐标反变换和空间矢量调制SVPWM驱动IGBT。
[0052] 本实施例各主要参数值如下：直流侧电压Vdc＝700V，滤波电感Lf＝150uH，滤波电感寄生电阻RfL＝0.01Ω，滤波电容Cf＝80uF，滤波电容寄生电阻RfC＝0.01Ω，交流母线电压有效值Vg＝315V，交流母线电压频率f0＝50Hz，逆变器开关频率fs＝3.2kHz，电流环控制器比例系数Kp1＝0.64，电流环控制器积分系数KI1＝100，锁相环控制器比例系数Kp2＝1.7，锁相环控制器积分系数KI2＝490。
[0053] 由于电流控制环的反馈信号为逆变侧电感电流，并网系统阻抗建模时的等效并网点(Point of Common Coupling,PCC)如图1所示，由PCC点看向电网侧可得等效电网阻抗Zg，综合配电网阻抗、变压器漏抗及滤波电容可得Zg的等效电感分量Lg和等效电阻分量Rg。由PCC点看向逆变侧可得等效电网阻抗Zi，用于逆变侧阻抗建模的逆变器完整的小信号框图如图2所示，主要由逆变电路、滤波电路、锁相环和控制器四个环节构成。逆变电路可等效为比例环节KPWM，当直流侧电压恒定且采用空间矢量调制时，该比例系数取为1；滤波电路决i
定的传递函数矩阵为GL和YL，表征PLL锁相误差对控制环节影响的传递函数矩阵为G PLL和GdPLL，电流控制器矩阵为Gc，Gdel为控制延时的传递函数矩阵，Gf为采样环节低通滤波的传递函数矩阵；由于在控制中一般以自逆变侧向电网侧为电流正方向，而逆变器阻抗模型以电网侧向逆变侧为电流正方向，故逆变器小信号控制框图的电流反馈支路串联一个反相环节。
定的传递函数矩阵为GL和YL，表征PLL锁相误差对控制环节影响的传递函数矩阵为G PLL和GdPLL，电流控制器矩阵为Gc，Gdel为控制延时的传递函数矩阵，Gf为采样环节低通滤波的传递函数矩阵；由于在控制中一般以自逆变侧向电网侧为电流正方向，而逆变器阻抗模型以电网侧向逆变侧为电流正方向，故逆变器小信号控制框图的电流反馈支路串联一个反相环节。
[0054] 将PCC扰动电压小信号量Δupdq视为输入，将并网电流小信号量Δigdq视为输出。当PCC出现扰动电压，Δupdq将通过滤波电路直接产生并网电流扰动量；同时，在Δupdq作用下产生的PLL锁相误差使控制系统中电压、电流值与实际系统的电压、电流值存在偏差，间接产生并网电流扰动量。由于闭环控制的存在，电压扰动量、电流扰动量在系统中互为激励和响应，两者的关系式即并网逆变器的阻抗/导纳表达式。定义E2为二阶单位矩阵，根据原有的逆变器阻抗建模方法，经小信号框图等效变换求得的逆变器完整阻抗模型的矩阵表达式为：
[0055]
[0056] 根据该阻抗计算方法，由于矩阵乘法中多个矩阵含有次对角元素且存在矩阵求逆运算，无法明确逆变器阻抗各项与物理环节之间的联系。为此，根据本发明提出的逆变器阻抗简化建模方法第二步，将小信号框图分为如图3(a)和3(b)所示的两个子图。对图3(a)进行框图等效变换，所得等效传递函数矩阵Y1为：
[0057] Y1＝(E2-GLKPWMGdelGcGf)-1·YL
[0058] 同理，对图3(b)进行框图等效变换，所得传递函数矩阵Y2为：
[0059]
[0060] 由于控制延迟和采样环节的低通滤波仅影响逆变器的高频特性，与并网系统中低频谐波谐振无关，等效导纳传递函数Y1和Y2可以简化为：
[0061] Y1＝(E2-GLGc)-1·YL
[0062]
[0063] 电压小信号量、电流小信号量与逆变器等效导纳Y1、Y2关系的矩阵表达式为：
[0064] Δigdq＝Y1(s)·Δupdq+Y2(s)·Δupdq
[0065] 定义Idq为稳定工作点的基波并网电流幅值，Vidq为调制环节中给定输出电压基波的幅值，Vpd为PCC点电压基波幅值，tfPLL为锁相环PI控制器的传递函数，tfCC为电流环PI控制器的传递函数。简化的分部导纳运算中所需各矩阵传递函数为：
[0066]
[0067]
[0068]
[0069]
[0070]
[0071] 三相锁相环的结构特点决定了并网点的电压扰动量中只有q轴分量被引入小信号模型中，故表征锁相环动态误差影响的矩阵首列均为零，进一步计算结果为导纳矩阵Y2首列为零。因此，电压小信号量、电流小信号量与逆变器等效导纳Y1、Y2关系的矩阵表达式为可以展开为：
[0072]
[0073] 忽略式中滤波电感导纳矩阵GL的耦合项，将矩阵运算展开可得等效导纳近似表达式：
[0074]
[0075]
[0076] 可见锁相环动态误差引入的导纳不仅与锁相环、电流环控制器参数有关，同时也取决于稳定工作点。当控制器参数保持不变，YPLL-d幅值与稳定工作点的并网无功电流值正相关；YPLL-q幅值与稳定工作点的并网有功电流值正相关。因此，可将YPLL-d称为无功导纳，YPLL-q称为有功导纳。单位功率因数并网时导纳曲线如4(a)所示，d通道导纳曲线幅值较低，PCC点电压谐波不会因锁相环动态误差导致d轴电流谐波增加；随着并网功率等级提升，q通道导纳曲线幅值上升，在中低频段，PCC点电压谐波被放大，导致q轴并网电流谐波增加。非单位功率因数并网时导纳曲线如图4(b)所示，并网无功电流值改变时q通道等效导纳不变，d通道等效导纳曲线随着无功电流值增加而上升。即：当发出无功并网，q通道的谐波电压导致d通道并网电流谐波增加。
[0077] 为检验等效导纳近似公式的有效性，在非单位功率因数(有功电流800A，无功电流500A)工况下，比较采用完整模型的矩阵运算所得导纳精确值与采用简化模型所得的近似值，频率特性曲线比较如图5所示。在中低频段，曲线幅值较高时，精确值与近似值曲线基本重合，存在的高频段误差不影响并网系统低频谐振的分析，说明上述简化方法合理有效。
[0078] 电压小信号量、电流小信号量与逆变器等效导纳Y1、Y2关系式可以转换为如下形式：
[0079]
[0080] 对导纳矩阵Y1求逆，得阻抗矩阵Z1及相应矩阵表达式：
[0081]
[0082] 阻抗曲线如图6所示，Z1为理想的对称式阻抗矩阵，互阻抗(Z1dq、Z1qd)为恒定的常数且幅值远低于自阻抗(Z1dd、Z1qq)。因此可忽略阻抗矩阵中互阻抗来减少耦合项以简化系统分析，简化后表达式为：
[0083]
[0084] 整理得基于阻抗的电压-电流关系式：
[0085]
[0086] 同时，对矩阵Z1可以做出如下简化：
[0087] Z1dq＝YL-1·(E2-GLKPWMGdelGcGf)≈Gc+YL-1＝Gc+ZL
[0088] Z1dd＝Z1qq≈tfCC+ZL
[0089] 当电流环采用PI控制器时，由于PI控制器幅频特性变化趋势与电感阻抗幅频特性变化趋势相反，Z1的低频段阻抗特性主要由PI控制器决定，高频段则主要由电感决定。最后，简化的逆变器阻抗表达式为Zi为：
[0090]
[0091] 逆变器小信号简化建模过程和完整建模过程对比如图7所示，简化的建模方法减少了易导致物理意义模糊化的矩阵运算，引入的有功导纳、无功导纳丰富了阻抗建模过程的物理意义。对比逆变器阻抗建模结果，简化的逆变器阻抗中各项与实际物理环节具有明确的联系，有利于从理论角度直接分析参数及稳定工作点变化对逆变器阻抗的影响。基于简化的阻抗模型表达式，可进行如下分析：
[0092] 当并网逆变器单位功率因数运行时，无功导纳YPLL-d近似为零，故阻抗耦合项Zidq可忽略，并网稳定性主要由Zidd与Ziqq决定，与当前已有学者提出的最简dq阻抗模型统一。稳定工作点变化时，有功导纳和无功导纳值的变化引起逆变器阻抗Zidq和Ziqq改变，而Zidd与Ziqd与稳定工作点无直接联系。位于中低频段时，Z1dd YPLL-q>>1，Zidq和Ziqq可进一步近似为：
[0093]
[0094] 根据图4和图5的频率特性曲线，YPLL-q在低频段为负导纳，故低频段Ziqq的负阻特性由有功导纳引入。可以在逆变器控制策略设计中根据有功导纳的表达式调整相关环节和控制方法，改变有功导纳的相位特性，提升并网系统的稳定裕度。
[0095] 为检验阻抗模型简化方法的可行性，以非单位功率因数并网工况(有功电流800A，无功电流500A)为例，完整阻抗模型的曲线和简化阻抗模型的曲线对比如图8所示，阻抗qd项幅值远低于其它项，在简化模型中直接视为零。在dd、dq以及qq项的对比中，只有高频段且阻抗幅值较低时，两组曲线存在差异；综上，简化后的逆变器阻抗模型仍然可以较为精准地表征逆变器外部特性。
[0096] 需要说明的是上述实施例仅仅是本发明的较佳实施例，并没有用来限定本发明的保护范围，在上述技术方案的基础上作出的等同替换或者替代均属于本发明的保护范围。
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