ベースバンド−無線周波数アップコンバーター

本願の分野は、一般的に、ベースバンド−無線周波数アップコンバーター、及び少なくともベースバンド−無線周波数アップコンバーターを有するアクティブアンテナ配置(arrangement)に関する。また、本願の分野は、ベースバンド−無線周波数アップコンバーターを備えるチップセットを製造する方法、及びベースバンド−無線周波数アップコンバーターを製作するためのコンピュータープログラムプロダクトに関する。

モバイル通信ネットワークの使用は、この10年にわたり増加してきた。モバイル通信ネットワークの事業者は、モバイル通信ネットワークのユーザによるサービスに対する増加する要求に応えるため、基地局の数を増加してきた。モバイル通信ネットワークの事業者は、基地局における構成部品をより低価格で購入することを希望し、また、基地局の運営費を削減することを希望している。ディジタルアップコンバージョンを伴うアクティブアンテナ配置は、このような目標に合致することが確認されている。

EP 2 044 784から、4:3動作モード(4:3モード)で動作するベースバンド−無線周波数アップコンバージョンを提供するディジタルトランシーバーが知られている。ここにおける用語「4:3モード」は、サンプリングレートf_Samplingが、無線周波数キャリア信号f_Carrierの4/3であることを意味する。

データ信号が、単一ビットストリームとして、ディジタル−アナログコンバーター(DAC)に適用される。データ信号は、2.5 Gbpsのレートで入力される。入力された信号は、非直列化(deserialize)デコーダー、フレームバッファー及びデマルチプレクサーブロックにより、まず復号され、バッファーされ、及びI信号とQ信号とに逆多重化される。逆多重化され、分離されたI信号とQ信号は、サンプルホールド+FIR低域通過フィルター部によるオーバーサンプリングのため、16ビットワード長信号として、別々に転送される。オーバーサンプリングされたI信号とオーバーサンプリングされたQ信号は、更に、サンプルホールド+FIR低域通過フィルター部によるオーバーサンプリングからシストリック(systolic)シグマ−デルタ低域通過変調器に送られる。I信号とQ信号は、多重化及び循環否定(cyclic negation)ブロックによる直交(quadrature)変調に適用され、ここでは、I信号とQ信号が1:2でオーバーサンプリングされ、循環的に否定され、パワーディジタル−アナログコンバーターに適用される単一2ビット出力信号に2:1多重化される。

EP ‘784から既知のディジタルトランシーバーは、CPRI又はOBSAI標準に従うインターフェースを介して、リモート無線部からデータ信号を受信する。オープンベースステーションアーキテクチャーイニシアティブ(OBSAI)のメンバーは、インターフェース、ハードウェア、及びハードウェア接続仕様と共に、伝送、クロック/制御、無線とベースバンドの領域をカバーする試験仕様の完全なセットを規定している。同様に、CPRIの目標は、基地局製造業者と部品ベンダーが、共通のプロトコルを共有し、1人の顧客からその他の顧客へより簡単にプラットフォームを適用できるようにすることである。OBSAI標準と異なり、CPRI標準は、機械的又は電気的なインターフェース要求を規定しない。しかし、OBSAI標準とCPRI標準の両方は、無線信号の変調に対するベースバンド情報が、同相(I)と直交(Q)サンプルとして、直列データストリーム内に含まれるという共通点を有する。

4:1モードと比較した4:3モードは、デルタ−シグマ変調器におけるより低いクロック周波数の使用、及びスイッチモード電力増幅器の予想される使用を可能にする。しかし、4:3モードにおけるベースバンド−無線周波数アップコンバーターの出力信号が反対コードへの戻り(return)であるとき、送信機で使用される電力増幅器は、4:3モードに対して互換性を持つよう適用されなければならない。

本発明の記載の1つの側面は、第1のバースバンドサンプルの第1のバースバンド信号を受信するための第1の入力、第2のバースバンドサンプルの第2のバースバンド信号を受信するための第2の入力、及びアップコンバートされた無線信号サンプルを供給するための出力を有するベースバンド−無線周波数アップコンバーターを提供することである。ベースバンド−無線周波数アップコンバーターは、第1のバースバンドサンプルの第1のバースバンド信号と第2のバースバンドサンプルの第2のバースバンド信号を第1の中間サンプルの第1の中間信号、第2の中間サンプルの第2の中間信号及び第3の中間サンプルの第3の中間信号に変換するための位相コンバーターを更に有する。ベースバンド−無線周波数アップコンバーターは、第1の中間サンプルの第1の中間信号、第2の中間サンプルの第2の中間信号及び第3の中間サンプルの第3の中間信号を無線サンプルに変換するための少なくとも1つのデルタ−シグマ変調器を更に有する。

既知のベースバンド−無線周波数アップコンバーターは、同相サンプル(I)と直交サンプル(Q)の各ペアに対し4つの出力サンプルを提供する:元のIサンプル、元のQサンプル、反対符号のIサンプル、及び反対符号のQサンプル(+I、+Q、−I、−Q)。これは、キャリア信号の周波数に対するサンプルレートの比を、4:1、4:3又は4:5などの幾つかの実際的なモードに制限する。本発明の位相コンバーターは、同相サンプルと直交サンプルの各ペアに対し3つの出力サンプルを提供する。これは、3:1又は6:1モードなど、代わりのモードに対する機会を与える。

本発明の別の側面は、ベースバンド−無線周波数アップコンバーターの位相コンバーターが、第1のベースバンド信号と第2のベースバンド信号の実質的に等距離なサブサンプルとして、第1の中間サンプル、第2の中間サンプル及び第3の中間サンプルを提供することであり、即ち、第1の中間サンプル、第2の中間サンプル及び第3の中間サンプルは、互いに120°離れている。

サブサンプルは、第1のベースバンド信号のコサイン部と第2のベースバンド信号のサイン部から導出される。第1の中間サンプルが角度αに対して計算されると仮定すると、第1の中間サンプルは、第1のベースバンドサンプルのcos(α)倍と第2のベースバンド信号のsin(α)倍の結果として理想的に計算される。第2の中間サンプルは、第1のベースバンドサンプルのcos(α+120°)倍と第2のベースバンド信号のsin(α+120°)倍の結果として計算される。第3の中間サンプルは、第1のベースバンドサンプルのcos(α+240°)倍と第2のベースバンド信号のsin(α+240°)倍の結果として計算される。中間サンプルが実質的に等距離である限り、位相角度αは任意に選択することができる。

本発明のその他の側面は、第1の中間サンプルは、実質的に第1のベースバンド信号に対応し、第2の中間サンプルは、実質的に第1のベースバンドサンプルのcos(120°)倍と第2のベースバンドサンプルのsin(120°)倍の結果に対応し、第3の中間サンプルは、実質的に第1のベースバンド信号のcos(240°)倍と第2のベースバンド信号のsin(240°)倍の結果に対応することである。本発明のこの側面において、上記の位相角度αは、0として選択される。これは、第1の中間サンプルの計算を非常に単純にする。cos(0°)が1、0・・・で、sin(0°)が0、0・・・であるとき、第1の中間サンプルは、第1のベースバンドサンプルと同一である。

本発明のその他の側面は、第1の中間サンプル、第2の中間サンプル及び第3の中間サンプルの少なくとも1つの値を変更するため、位相コンバーターの第1の中間サンプル、第2の中間サンプル及び第3の中間サンプルの少なくとも1つをモード拡張スイッチに送ることである。

本発明のその他の側面において、モード拡張スイッチは、第1の中間サンプル、第2の中間サンプル及び第3の中間サンプルの1つの値を二者択一的に反転させる。これは、例えば、+1又は−1の値を持つサンプルを二者択一的に掛け算する乗算器により達成できる。非常に簡単な算術操作により、3:1モードに適したアップコンバーターは、6:1モードに対するアップコンバーターに変換することができる。クロック周波数が、3:1モードと比較して2倍である6:1モードにおいて、6:1モードにおけるデルタ−シグマ変調器は、より広いデルタ−シグマ変調器雑音ノッチ、そして結果的により高い帯域幅を与える。

デルタ−シグマ変調器のより高いクロック周波数は、一般的に、低いクロックのデルタ−シグマ変調器よりも広い帯域幅を可能にする。現実のアプリケーションにおいて、最大クロック周波数は、特定技術を使用する場合の技術と費用により制限される。それ故、例えば、比較的低い無線周波数において、6:1モードが実現可能であり、一方、より高い無線周波数において、3:1モードのみが選択できる。

本発明のその他の側面は、位相コンバーターの第1の中間サンプル、第2の中間サンプル及び第3の中間サンプルが、少なくとも1つのデルタ−シグマ変調器に送られる少なくとも1つの多重化された信号に多重化するためのマルチプレクサーに送られることである。位相コンバーターの第1の中間サンプル、第2の中間サンプル及び第3の中間サンプルを多重化することにより、無線信号サンプルを生成するために、単一のデルタ−シグマ変調器で十分となる。

本発明のその他の側面は、中間サンプルの第1の信号が第1のデルタ−シグマ変調器に送られ、第2の中間サンプルの第2の中間信号が第2のデルタ−シグマ変調器に送られ、第3の中間サンプルの第3の中間信号が第3のデルタ−シグマ変調器に送られることである。3つの異なるデルタ−シグマ変調器により、第1のデルタ−シグマ変調器、第2のデルタ−シグマ変調器及び第3のデルタ−シグマ変調器の各々のクロック周波数は、本発明のその他の側面の単一のデルタ−シグマ変調器に対して選択されなければならない周波数の3分の1のみ選択することができる。本発明の1つの側面において、これは、第1のデルタ−シグマ変調器、第2のデルタ−シグマ変調器及び第3のデルタ−シグマ変調器をキャリア信号のクロック周波数で動作させることを可能にする。

モード拡張スイッチに関連した本発明のその他の側面において、第1の変調されたサンプル、第2の変調されたサンプル及び第3の変調されたサンプルの少なくとも2つは、第1の変調されたサンプル、第2の変調されたサンプル及び第3の変調されたサンプルの少なくとも2つを無線信号サンプルにインターリーブするため、マルチプレクサーに送られる。モード拡張スイッチに関連して、この側面は、例えば、3つの並列なデルタ−シグマ変調器を持つ6:1モードを可能にし、第1のデルタ−シグマ変調器、第2のデルタ−シグマ変調器及び第3のデルタ−シグマ変調器の各々がキャリア周波数の2倍で記録(clock)される。

本発明のその他の側面は、ベースバンド−無線周波数アップコンバーターが、少なくとも1つの第1のデルタ−シグマ変調器に供給される第1のクロック周波数と少なくとも第2のクロック周波数との間で切り替えるため、及び位相コンバーターの第1の中間サンプル、第2の中間サンプル及び第3の中間サンプルを変更するためのモード拡張スイッチに供給される第1の信号変更シーケンスと少なくとも第2の信号変更シーケンスとの間で切り替えるためのモードスイッチを更に有することである。モード拡張スイッチは、例えば、3:1モードと6:1モードとの間など、少なくとも2つのモード間で、デルタ−シグマ変調器の切り替えを可能にする。これは、少なくとも2つの異なるモードに対して個々に1つのチップ又はチップセットの使用を可能にする。

第1の変更シーケンスは、+1、−1、+1、−1・・・の交互の値のシーケンスとして上記のように選択され、これは、第1の中間サンプル、第2の中間サンプル及び第3の中間サンプルに乗じるために使用される。この第1の変更シーケンス、及び並列のデルタ−シグマ変調器を持つアップコンバーターにおけるキャリア周波数の2倍の第1のクロック周波数は、アップコンバーターを6:1モードに設定する。第2の信号変更シーケンスに対して、第1の中間サンプル、第2の中間サンプル及び第3の中間サンプルに乗じるために適用される+1、+1、+1、+1・・・の一定のシーケンスを選択することは、明らかに、第1の中間サンプル、第2の中間サンプル及び第3の中間サンプルを不変状態にする。並列のデルタ−シグマ変調器を持つアップコンバーターにおいて、同時に、キャリア周波数に等しいクロック周波数を使用することは、アップコンバーターを3:1モードに切り替えるであろう。単一のデルタ−シグマ変調器を持つアップコンバーターにおいて、各々、第1のクロック周波数は、キャリア周波数の6倍となり、第2のクロック周波数は、キャリア周波数の3倍となる。

本発明のその他の側面において、位相コンバーターは、第1のベースバンド信号と第2のベースバンド信号をバイパスすることができる。このバイパスは、第1の位相コンバーター入力から、第1の位相コンバーター出力に直接に第1のベースバンド信号を通過させ、第2の位相コンバーター入力を第2の位相コンバーター出力に直接に通過させるためのスイッチの使用により実現できる。あるいは、第1の位相コンバーター入力信号の値が、変化されることなしに、コンバーターを通して、第1のコンバーター出力になり、第2の位相コンバーター入力信号もまた、変化されることなしに、単一のコンバーターを通して、第2の位相コンバーター出力になるように、第1の位相コンバーター入力信号を変換するため、及び第2の位相コンバーター入力信号を変換するために使用されるパラメータは、各々、値1.000と0.000に設定することができる。これは、第1の中間サンプルが、第1のベースバンド信号に正確に対応し、第2の中間サンプルが、第2のベースバンド信号に正確に対応することを意味する。このスルーパスモードにおいて、第3のコンバーター出力は使用されない。第1のベースバンド信号と第2のベースバンド信号を変えることなしに、バイパスする、又はスルーパスすることで、ベースバンド−無線周波数アップコンバーターは、4:1モードや4:3モードなど、一般的に既知のモードに切り替えることができる。当業者は、3つのデルタ−シグマ変調器出力信号のうち、2つのみを使用するため、結果的に、マルチプレクサーを適用しなければならないことを容易に理解するであろう。

本発明のその他の側面において、第1のベースバンド信号と第2のベースバンド信号の1つ、又は第1の中間サンプル、第2の中間サンプル及び第3の中間サンプルは、アップサンプルされる。本発明のこの側面において、入力信号のシンボルレートは、無線信号のキャリア周波数に適用することができる。

本発明のその他の側面は、第1のベースバンドサンプルの第1のベースバンド信号と第2のベースバンドサンプルの第2のベースバンド信号を無線信号サンプルにアップコンバートするための方法である。方法は、第1の中間サンプルの第1の中間信号、第2の中間サンプルの第2の中間信号及び第3の中間サンプルの第3の中間信号を無線信号サンプルに変換するため、第1の中間サンプルの第1の中間信号、第2の中間サンプルの第2の中間信号及び第3の中間サンプルの第3の中間信号への第1のベースバンドサンプルの第1のベースバンド信号と第2のベースバンドサンプルの第2のベースバンド信号の位相変換を有する。

本発明の記載のその他の側面は、提示されるアップコンバーターが、ベースバンド−無線周波数アップコンバーターを有するチップセットに組み込まれることである。

チップ製造業者の論理コンセプト、及び技術要求に基づき、提示されるアップコンバーターが、単一チップに組み込まれ、又は少なくとも2つのチップに分散することができる。それ故、この記載の文章内の用語「チップセット」は、単一チップも含む。チップセットのベースバンド−無線周波数アップコンバーターは、第1のベースバンドサンプルの第1のベースバンド信号を受信するための第1の入力と第2のベースバンドサンプルの第2のベースバンド信号を受信するための第2の入力、及びアップコンバートされた無線信号サンプルを提供するための出力を有する。ベースバンド−無線周波数アップコンバーターは、更に、第1のベースバンドサンプルの第1のベースバンド信号と第2のベースバンドサンプルの第2のベースバンド信号を第1の中間サンプルの第1の中間信号、第2の中間サンプルの第2の中間信号及び第3の中間サンプルの第3の中間信号に変換するための位相コンバーター、及び、第1の中間サンプルの第1の中間信号、第2の中間サンプルの第2の中間信号及び第3の中間サンプルの第3の中間信号を無線信号サンプルに変換するための少なくとも1つのデルタ−シグマ変調器を有する。

本発明のその他の側面において、アクティブアレイアンテナは、ベースバンド−無線周波数アップコンバーターを有する。ベースバンド−無線周波数アップコンバーターは、第1のベースバンドサンプルの第1のベースバンド信号を受信するための第1の入力と第2のベースバンドサンプルの第2のベースバンド信号を受信するための第2の入力、及びアップコンバートされた無線信号サンプルを提供するための出力を有する。ベースバンド−無線周波数アップコンバーターは、更に、第1のベースバンドサンプルの第1のベースバンド信号と第2のベースバンドサンプルの第2のベースバンド信号を第1の中間サンプルの第1の中間信号、第2の中間サンプルの第2の中間信号及び第3の中間サンプルの第3の中間信号に変換するための位相コンバーター、及び、第1の中間サンプルの第1の中間信号、第2の中間サンプルの第2の中間信号及び第3の中間サンプルの第3の中間信号を無線信号サンプルに変換するための少なくとも1つのデルタ−シグマ変調器を有する。

本発明のその他の側面は、ベースバンド−無線周波数アップコンバーターを製造するための方法を提供することであり、これは、第1のベースバンドサンプルの第1のベースバンド信号を受信するための第1の入力と第2のベースバンドサンプルの第2のベースバンド信号を受信するための第2の入力、及びアップコンバートされた無線信号サンプルを提供するための出力を有する。ベースバンド−無線周波数アップコンバーターは、更に、第1のベースバンドサンプルの第1のベースバンド信号と第2のベースバンドサンプルの第2のベースバンド信号を第1の中間サンプルの第1の中間信号、第2の中間サンプルの第2の中間信号及び第3の中間サンプルの第3の中間信号に変換するための位相コンバーター、及び、第1の中間サンプルの第1の中間信号、第2の中間サンプルの第2の中間信号及び第3の中間サンプルの第3の中間信号を無線信号サンプルに変換するための少なくとも1つのデルタ−シグマ変調器を有する。

本発明のその他の側面は、コンピューターがベースバンド−無線周波数アップコンバーターを製造するため、その中に格納される制御ロジックを有する持続的なコンピューター使用可能媒体を有するコンピュータープログラムプロダクトであり、ベースバンド−無線周波数アップコンバーターは、第1のベースバンドサンプルの第1のベースバンド信号を受信するための第1の入力と第2のベースバンドサンプルの第2のベースバンド信号を受信するための第2の入力、及びアップコンバートされた無線信号サンプルを提供するための出力を有し、ベースバンド−無線周波数アップコンバーターは、更に、第1のベースバンドサンプルの第1のベースバンド信号と第2のベースバンドサンプルの第2のベースバンド信号を第1の中間サンプルの第1の中間信号、第2の中間サンプルの第2の中間信号及び第3の中間サンプルの第3の中間信号に変換するための位相コンバーター、及び、第1の中間サンプルの第1の中間信号、第2の中間サンプルの第2の中間信号及び第3の中間サンプルの第3の中間信号を無線信号サンプルに変換するための少なくとも1つのデルタ−シグマ変調器を有する。

本発明によるベースバンド−無線周波数アップコンバーターの第1の側面を示す図である。

本発明によるベースバンド−無線周波数アップコンバーターの更なる側面を示す図である。

本発明によるベースバンド−無線周波数アップコンバーターの更なる側面を示す図である。

本発明によるベースバンド−無線周波数アップコンバーターの更なる側面を示す図である。

アクティブアンテナシステムにおいて、本発明によるベースバンド−無線周波数アップコンバーターのアプリケーションを示す図である。

アクティブアンテナシステムにおいて、本発明によるベースバンド−無線周波数アップコンバーターのその他のアプリケーションを示す図である。

本発明は、図面に基づいて記載される。当然のことであるが、ここに記載される本発明の実施例と側面は、単なる例示であり、特許請求の保護する範囲を多少も制限するものではない。本発明は、特許請求の範囲とそれらの同等なものにより定義される。当然のことであるが、本発明の1つの側面又は実施例の特徴は、本発明の異なる(複数の)側面、及び/又は実施例の特徴と組み合わせることができる。

図1は、本発明によるベースバンド−無線周波数アップコンバーター1の第1の側面を示す。ベースバンド−無線周波数アップコンバーター1は、キャリア信号上に変調された無線周波数信号を送信するモバイル通信システムにおける送信機の一部を形成し、キャリア信号は、キャリア周波数f_Carrierを持つ。ベースバンド−無線周波数アップコンバーター1は、位相コンバーター2、第1の全通過遅延フィルター41、第2の全通過遅延フィルター42、第3の全通過遅延フィルター43、第1のデルタ−シグマ変調器51、第2のデルタ−シグマ変調器52、第3のデルタ−シグマ変調器53、及びマルチプレクサー6を有する。

位相コンバーター2は、同相信号IのIサンプルを受信するための第1の入力201、直交信号QのQサンプルを受信するための第2の入力202を有する。IサンプルとQサンプルは、各々、16ビットのビット長を有し、−1と+1間の値を示す。IサンプルとQサンプルは、各々、送信機キャリア信号の周波数f_Carrierより一般的に低いクロックレートで、第1の入力201と第2の入力202において受信される。IサンプルとQサンプルは、送信機キャリア信号の振幅及び位相変調に対する振幅情報と位相情報を有する。

位相コンバーター2は、IサンプルとQサンプルの各ペアに対し、第1の中間サンプルX、第2の中間サンプルY及び第3の中間サンプルZを含む三重項(triplet)を計算する。第2の中間サンプルYは、第1の中間サンプルXに対し、角度で120°離れ、第3の中間サンプルZは、第1の中間サンプルから角度で240°離れている。位相コンバーター2は、第1の中間サンプルX、第2の中間サンプルY及び第3の中間サンプルZの三重項が、IサンプルとQサンプルの各ペアの位相情報と振幅情報を保持するよう保証する。この目的のため、位相コンバーター2は、第1の乗算器21、第2の乗算器22、第3の乗算器23、第4の乗算器24、第5の乗算器25、第1の加算器26及び第2の加算器27を有する。

第1の中間サンプルX、第2の中間サンプルY及び第3の中間サンプルZのそれぞれが、0°、120°又は240°の固定の位相角度に対して常に計算されるとき、第1の乗算器21、第2の乗算器22、第3の乗算器23、第4の乗算器24及び第5の乗算器25は、受信されたIサンプルと受信されたQサンプルに一定値を乗算する乗算回路として実装することができる。第1の乗算器21は、入力されたIサンプルをcos(0°)値により変更し、このため、この変換は1.000による乗算に相当する。基本的に、入力されたIサンプルは、変化なしに通過する。第2の乗算器22におけるcos(120°)による第2の変換は、実質的に-0.500の要素による乗算に相当し、第4の乗算器24におけるcos(240°)による第4の位相変換は、実質的に-0.500の要素による乗算に相当する。同様に、第3の乗算器におけるsin(120°)による入力されたQサンプルの第3の位相変換は、実質的に0.866の要素による乗算に相当し、sin(240°)による第5の位相変換は、実質的に-0.866の要素による乗算に相当する。

第1の乗算器入力211は、第1の入力201に接続され、それ故、入力されたIサンプルのみ受信する。第1の乗算器21は、第1の乗算器入力211で受信された入力されたIサンプルの各々を、入力されたIサンプルにcos(0°)の値を乗算することにより変換し、第1の乗算器出力212において、第1の乗算器出力サンプルI・cos(0°)を提供する。第2の乗算器入力221もまた、第1の入力201に接続され、それ故、入力されたIサンプルのみ受信する。第2の位相コンバーター22は、第2の位相コンバーター入力221において受信された入力されたIサンプルの各々を、Iサンプルにcos(120°)の値を乗算することにより変換し、第2の位相コンバーター出力222において、第2の位相コンバーター出力サンプルI・cos(120°)を提供する。第3の位相コンバーター入力231は、第2の入力202に接続され、それ故、Qサンプルのみを受信する。第3の乗算器23は、第3の乗算器入力231において受信された入力されたQサンプルの各々を、入力されたQサンプルにsin(120°)の値を乗算することにより変換し、第3の乗算器出力232において、第3の乗算器出力サンプルQ・sin(120°)を提供する。第4の乗算器入力241は、第1の入力201に接続され、それ故、入力されたIサンプルのみを受信する。第4の乗算器24は、第4の乗算器入力241において受信された入力されたIサンプルの各々を、入力されたIサンプルにcos(240°)の値を乗算することにより変換し、第4の乗算器出力242において、第4の乗算器出力サンプルI・cos(240°)を提供する。第5の位相コンバーター入力251は、第2の入力202に接続され、それ故、Qサンプルのみを受信する。第5の乗算器25は、第5の乗算器入力251において受信されたQサンプルの各々を、入力されたQサンプルにsin(240°)の値を乗算することにより変換し、第5の乗算器出力252において、第5の乗算器出力サンプルQ・sin(240°)を提供する。

第1の乗算器出力サンプルは、第1の位相コンバーター291において提供される第1の中間サンプルX_nとして直接に使用される。第2の乗算器出力サンプルと第3の乗算器出力サンプルは、第2の位相コンバーター出力292において、第2の中間サンプルY_nを提供するため、第1の加算器26に送られる。第4の乗算器出力サンプルと第5の乗算器出力サンプルは、第3の位相コンバーター出力293において、第3の中間サンプルZ_nを提供するため、第2の加算器27に送られる。第1の中間サンプルX_n、第2の中間サンプルY_n、第3の中間サンプルZ_nは、以下のように、IサンプルとQサンプルに対応する。 X_n = cos(0°)・I+sin(0°)・Q = I Y_n = cos(120°)・I+sin(120°)・Q = -0.500・I+0.866・Q Z_n = cos(240°)・I+sin(240°)・Q = -0.500・I−0.866・Q

第1の中間サンプルX_n、第2の中間サンプルY_n及び第3の中間サンプルZ_nのデータレートがキャリア周波数f_Carrierより低いとき、サンプルレートコンバーター装置3は、第1の中間サンプルX_n、第2の中間サンプルY_n及び第3の中間サンプルZ_nのデータレートをキャリア周波数f_Carrierに採用するため、サブサンプルを挿入する。追加のサブサンプルを生成するためのこの分野での既知の技術は、適切な回数分、サンプルを繰り返すことである。本発明のこの側面において、サンプルレートコンバーター装置3は、第1の中間サンプルX_nのための第1のサンプルレートコンバーター31、第2の中間サンプルY_nのための第2のサンプルレートコンバーター32、第3の中間サンプルZ_nのための第3のサンプルレートコンバーター33を有する。第1のサンプルレートコンバーター31は、第1のサンプルレートコンバーター入力で、第1の位相コンバーター出力291と接続され、第2のサンプルレートコンバーター32は、第2のサンプルレートコンバーター入力で、第2の位相コンバーター出力292と接続され、第3のサンプルレートコンバーター33は、第3のサンプルレートコンバーター入力で、第3の位相コンバーター出力293と接続される。第1のサンプルレートコンバーター31の第1のサンプルレートコンバーター出力は、第1の全通過遅延フィルター41の第1のフィルター入力に接続され、第2のサンプルレートコンバーター32の第2のサンプルレートコンバーター出力は、第2の全通過遅延フィルター42の第2のフィルター入力に接続され、第3のサンプルレートコンバーター33の第3のサンプルレートコンバーター出力は、第3の全通過遅延フィルター43の第3のフィルター入力に接続される。

当業者は、サンプルレートコンバーター装置3が、異なる位置に設置できることを容易に理解し、位相コンバーター2と第1の全通過遅延フィルター41、第2のサンプルレートコンバーター42、第3の全通過遅延フィルター43の間のそれぞれの位置は、単なる例である。サンプルレートコンバーター装置3は、例えば、位相コンバーター装置2の前、又は、例えば、第1の全通過遅延フィルター41、第2の全通過遅延フィルター42、第3の全通過遅延フィルター43と第1のデルタ−シグマ変調器51、第2のデルタ−シグマ変調器52、第3のデルタ−シグマ変調器53との間に設置することができる。

第1のデルタ−シグマ変調器51、第2のデルタ−シグマ変調器52及び第3のデルタ−シグマ変調器53は、送信機キャリア信号f_Carrierの3分の1に対応するクロックレートf_CLCKでクロックされる低域通過デルタ−シグマ変調器である。第1の中間サンプルX_nは、第1の全通過遅延フィルター41でフィルターに掛けられ、第1のデルタ−シグマ変調器51に送られる。第2の中間サンプルY_nは、第2の全通過遅延フィルター42でフィルターに掛けられ、デルタ−シグマ変調器のクロックレートf_CLCKの1クロックサイクルTにより遅延され、第2のデルタ−シグマ変調器52に送られる。第3の中間サンプルZ_nは、第3の全通過遅延フィルター43でフィルターに掛けられ、デルタ−シグマ変調器のクロックレートf_CLCKの2クロックサイクル2Tにより遅延され、第3のデルタ−シグマ変調器53に送られる。

第1のデルタ−シグマ変調器51は、第1のデルタ−シグマ変調器出力で供給される第1のDSM出力サンプルA_nを生成し、第2のデルタ−シグマ変調器52は、第2のデルタ−シグマ変調器出力で供給される第2のDSM出力サンプルB_nを生成し、第3のデルタ−シグマ変調器53は、第3のデルタ−シグマ変調器出力で供給される第3のDSM出力サンプルC_nを生成する。このため、第1の中間サンプルX_n、第2の中間サンプルY_n及び第3の中間サンプルZ_nのそれぞれが、低速、高解像度信号から第1のDSM出力サンプルA_n、第2のDSM出力サンプルB_n、第3のDSM出力サンプルC_nで示される高速、ベースバンド信号に変換される。第1のDSM出力サンプルA_n、第2のDSM出力サンプルB_n、第3のDSM出力サンプルC_nは、3:1マルチプレクサー6によりアップコンバートされる。マルチプレクサー6は、第1のDSM出力サンプルA_n、第2のDSM出力サンプルB_n、第3のDSM出力サンプルC_nの交互のサンプルを持つ出力信号を生成する:A_n、B_n、C_n、A_n+1、B_n+1、C_n+1、A_n+2、B_n+2、C_n+2・・・。

第1のDSM出力サンプルA_n、第2のDSM出力サンプルB_n、第3のDSM出力サンプルC_nのアップサンプリングは、クロック周波数の3分の1においてエイリアスを生成し、このため、4:1モード又は4:3モードと対照的に、更なるアップコンバートを必要としない。

2つのデルタ−シグマ変調器での4:3モードと比較すると、クロック周波数は、1.5倍速い。これは、雑音ノッチの1.5倍広い帯域幅を可能にする。

本発明の1つの側面は、既存のチップセットに基づくトランシーバーに対する既存の設計におけるものであり、少なくとも、4:3モードでのアップコンバーターと4:3モードに適用されるパワートランスミッターは、異なるチップに分散され、アップコンバーターを持つチップのみ再設計しなければならない。4:3モードに適用されるパワートランスミッターを持つチップは、通常、そのままとすることができる。3:1モードにおける提案のアップコンバーターは、4:1モードアップコンバーターが行うような、NRZ(非ゼロ復帰コーディング)を自動的に生成する。提案する3:1モードにおけるサンプル周波数は、4:3モードと比較して、9:8の要素によってのみ増加され、これは、通常、パワートランスミッターチップの速度規定内となるであろう。

図2は、本発明のその他の側面を示す。ベースバンド−周波数アップコンバーター1は、図1に示されるベースバンド−周波数アップコンバーターと似ており、同一のオブジェクトに対して、図1と同一の参照番号が使用される。第1のデルタ−シグマ変調器、第2のデルタ−シグマ変調器及び第3のデルタ−シグマ変調器の代わりに、第1の全通過遅延フィルター41、第2の全通過遅延フィルター42及び第3の全通過遅延フィルター43の出力サンプルが、マルチプレクサー61にまず送られる。そして、マルチプレクサー61の出力サンプルは、単一のデルタ−シグマ変調器54に送られる。しかし、本発明のこの側面において、単一のデルタ−シグマ変調器は、完全なキャリア周波数f_Carrierの3倍でクロックされなければならない。

図3は、本発明のその他の側面を示す。ベースバンド−周波数アップコンバーター1は、図1に示されるベースバンド−周波数アップコンバーターと似ており、同一のオブジェクトに対して、図1と同一の参照番号が使用される。第1のマルチプレクサー入力へ接続される代わりに、第1のデルタ−シグマ変調器出力は、第1のモード拡張スイッチ71の第1のモード拡張スイッチ信号入力に接続される。第1のモード拡張スイッチ出力は、第1のマルチプレクサー入力に接続される。同様に、第2のデルタ−シグマ変調器出力は、第2のモード拡張スイッチ72の第2のモード拡張スイッチ信号入力に接続される。第2のモード拡張スイッチ出力は、第2のマルチプレクサー入力に接続される。更に、第3のデルタ−シグマ変調器出力が、第3のモード拡張スイッチ73の第3のモード拡張スイッチ信号入力に接続される。第3のモード拡張スイッチ出力は、第3のマルチプレクサー入力に接続される。第1のモード拡張スイッチ71は、モード拡張シーケンス信号を受信するための第1のモード拡張シーケンス信号入力を有する。第2のモード拡張スイッチ72は、モード拡張シーケンス信号を受信するための第2のモード拡張シーケンス信号入力を有し、第3のモード拡張スイッチ73は、モード拡張シーケンス信号を受信するための第3のモード拡張シーケンス信号入力を有する。

本発明において、第1のモード拡張スイッチ71は、6番目の乗算器であり、第2のモード拡張スイッチ72は、7番目の乗算器であり、第3のモード拡張スイッチ73は、8番目の乗算器である。モード拡張シーケンスは、+1、−1の交互の値からなる数列(number sequence)である。第1のデルタ−シグマ変調器51、第2のデルタ−シグマ変調器52及び第3のデルタ−シグマ変調器53の出力サンプルに、切替えシーケンス+1、−1、+1、−1・・・を掛けることにより、マルチプレクサー6の出力において、次のシーケンスが提供される。 A_n、B_n、C_n、−A_n+1、−B_n+1、−C_n+1、A_n+2、B_n+2、C_n+2、−A_n+3・・・

このため、モード拡張シーケンスは、非常に簡単な方法において、6:1モードを可能にする。

図4は、本発明のその他の側面を示す。ベースバンド−周波数アップコンバーター1は、図2に示されるベースバンド−周波数アップコンバーターと似ており、同一のオブジェクトに対して、図1と同一の参照番号が使用される。第1のモード拡張スイッチ71の第1のモード拡張スイッチ入力は、第1の全通過遅延フィルター41の第1のフィルター出力に接続される。第1のモード拡張スイッチ出力は、第1のマルチプレクサー入力62に接続される。第2の全通過遅延フィルター42の第2のモード拡張スイッチ入力は、第2のモード拡張スイッチ入力に接続され、第2のモード拡張スイッチ出力は、第2のマルチプレクサー入力に接続される。第3のモード拡張スイッチの第3のモード拡張スイッチ入力は、第3の全通過遅延フィルター43に接続され、第3のモード拡張スイッチ出力は、第3のマルチプレクサー出力に接続される。

モード拡張シーケンスが完全に値+1からなる場合、生成されるサンプルA_n、B_n、C_n、A_n+1、B_n+1、C_n+1・・・は、3:1モードでのサンプルに相当する。1つのデルタ−シグマ変調器又は並列のデルタ−シグマ変調器のそれぞれに対して、適切な切替えシーケンスと適切なクロック周波数を選択する図示されていないモードスイッチの方法により、アップコンバーターは、3:1モードと6:1モードとの間を簡単に切り替えることができる。

図5は、本発明のその他の側面として、無線局におけるベースバンド−無線周波数アップコンバーターの使用を示す。無線局は、例えば、モバイル通信ネットワークにおけるアンテナアレイシステムの一部である。本発明のこの側面が無線局の送信部にのみ関連するとき、モバイル通信ネットワークにおける無線局が無線信号を受信するための回路構成も含むことを、当業者は理解しており、送信部のみ示される。明確にするため、最も本質的な構成部のみ、図5に示される。本発明の文脈において、無線局は、GMSネットワークから知られているベーストランシーバー局、あるいはノードB(UMTS/3Gネットワークから知られる)又は拡張ノードB、その他モバイル通信ネットワークで使用される同様のユニットの一部であるが、制限されない。

エンコードされた音声データなど、エンコードされたデータを含むベースバンド信号は、IサンプルとQサンプルとして、CPRI/OBSAIインターフェース81を介して受信される。IサンプルとQサンプルは、ベースバンド−無線周波数アップコンバーター82に送られ、これは、図1、図2、図3及び図4に示されるアップコンバーター1に対応する。ベースバンド−無線周波数アップコンバーター82の無線周波数サンプルTXは、帯域通過フィルター83を通して、線形電力増幅器84に送られる。線形電力増幅器84は、無線信号を増幅し、増幅された無線信号TX_outをアンテナ85に送る。

図6に示される本発明のその他の側面において、アップコンバートされた無線信号は、切替え増幅器86により増幅される。デルタ−シグマ変調器31、32、33又はデルタ−シグマ変調器34の出力信号は、ディジタルであり、このため、切替え増幅器86は、より高い効率性で動作することができる。切替え増幅器86の増幅器出力信号TX_outは、電力帯域通過フィルター87を通してアンテナ85に送られる。

本発明は、更にコンピューター読み取り可能媒体に組み込まれるコンピュータープログラムプロダクトに関連する。コンピュータープログラムプロダクトは、本発明のデルタ−シグマ変調器の製品に対する実行可能な命令を含む。

本発明の様々な実施例を上で記載したが、当然のことであるが、それらは、例示の方法で提示されており、限定ではない。本発明の範囲から逸脱することなしに、形式及び詳細の様々な変形を行うことができることは、当分野に関連する当業者に理解できるであろう。このため、本発明は、上記の例示的な実施例の何れにも制限はされず、しかし、特許請求の範囲とその同等のものにのみ従い定義されるべきである。

ハードウェア(例えば、中央処理ユニット(CPU)、マイクロプロセッサー、マイクロコントローラー、ディジタル信号プロセッサー、プロセッサーコア、システムオンチップ(SOC)又はその他デバイス)を使用することに加えて、例えば、ソフトウェアを格納するよう構成されたコンピューター使用可能(例えば、読み取り可能)媒体に配置されるソフトウェア(例えば、ソース、オブジェクト又は機械言語などの任意の形式で処理されたコンピューター読み取り可能コード、プログラムコード、及び/又は命令)における実装も実現できる。そのようなソフトウェアは、例えば、ここに記載される装置や方法の機能、製作、モデリング、シミュレーション、記載、及び/又は検査を可能にする。例えば、これは、一般的なプログラミング言語(例えば、C、C++)、Verilog HDL、VHDLなどを含むハードウェア記述言語(HDL)、又はその他の利用可能なプログラムの使用を通して達成できる。そのようなソフトウェアは、半導体、磁気ディスク又は光学ディスク(例えば、CD-ROM、OVO-ROMなど)などの任意の既知のコンピューター使用可能媒体で処理することができる。ソフトウェアは、コンピューター使用可能(例えば、読み取り可能)送信媒体(例えば、キャリア波又はディジタル、光学又はアナログベース媒体を含むその他の任意の媒体)内に組み込まれるコンピューターデータ信号として処理することができる。本発明の実施例は、装置を記載するソフトウェアを提供し、その後、インターネットやイントラネットを含む通信ネットワーク上で、コンピューターデータ信号としてソフトウェアを送信することにより、ここに記載される装置を提供する方法を含む。当然のことであるが、ここに記載される装置と方法は、マイクロプロセッサーコア(例えば、HOLに組み込まれる)などの半導体知的財産コアに含めることができ、集積回路の製品内のハードウェアに変換することができる。更に、ここに記載される装置と方法は、ハードウェアとソフトウェアの組合せとして組み込むことができる。このため、本発明は、上記の例示的な実施例の何れかに制限されず、特許請求の範囲とその同等なものにのみ従い定義すべきである。