模数转换器、信号处理器、以及用于模数转换的方法 |
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| 申请号 | CN201310038255.2 | 申请日 | 2013-01-31 | 公开(公告)号 | CN103227641B | 公开(公告)日 | 2016-09-28 |
| 申请人 | 英特尔移动通信有限责任公司; | 发明人 | R.里特; M.申佩尔; W.舍尔姆鲍尔; M.奥特曼斯; | ||||
| 摘要 | 本 发明 公开了 模数转换 器 、 信号 处理器、以及用于模数转换的方法。一种用于转换 输入信号 的模数转换器包括用于接收模拟 调制器 输入信号和用于提供数字调制器 输出信号 的Σ‑Δ调制器以及干扰消除回路。所述干扰消除回路包括数字 滤波器 、 数模转换 器和信号组合器。所述 数字滤波器 被配置成：在频带中放大Σ‑Δ输出信号，在所述频带和围绕所述频带的过渡带外衰减Σ‑Δ输出信号，并提供经滤波的数字反馈信号。所述 数模转换器 被配置成将经滤波的 数字信号 转换为消除信号。所述信号组合器被配置成组合所述输入信号与所述消除信号，从而产生所述调制器输入信号，以便至少部分地消除所述输入信号内的 干扰信号 部分。 | ||||||
| 权利要求 | 1. 一种用于转换输入信号的模数转换器，所述模数转换器包括： Σ - Δ调制器，其被配置成接收模拟调制器输入信号并提供数字调制器输出信号；以及 干扰消除回路，其包括： 数字滤波器，其被配置成:在频带中放大所述数字调制器输出信号;在所述频带和围绕 所述频带的过渡带外衰减所述数字调制器输出信号；以及提供经滤波的数字反馈信号； 数模转换器，其被配置成将所述经滤波的数字反馈信号转换为消除信号；以及 信号组合器，其被配置成组合所述模拟调制器输入信号与所述消除信号，从而产生所 述模拟调制器输入信号，以便至少部分地消除所述模拟调制器输入信号内的干扰信号部 分， 其中，所述干扰消除回路包括所述Σ-Δ调制器的信号传递函数的数字副本，其中所述 数字副本被配置成接收所述经滤波的数字反馈信号或所导出的经滤波信号，并响应于数字 滤波反馈信号或所导出的经滤波信号而提供所述Σ-△调制器的经估计的响应，其中将所 述经估计的响应与所述数字调制器输出信号或所导出的调制器输出信号进行组合以提供 所述模数转换器的输出信号。 |
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| 说明书全文 | 模数转换器、信号处理器、从及用于模数转换的方法技术领域[0001] 本发明的实施例设及模数转换器。本发明的另外的实施例设及包括模数转换器的 设备。本发明的另外的实施例设及信号处理器和包括信号处理器的设备。本发明的另外的 实施例设及用于模数转换的方法或者用于处理输入信号的方法。本发明的另外的实施例设 及计算机可读数字存储介质。 背景技术[0002] 在当前移动通信网络或蜂窝网络中，许多用户典型地需要共享频谱W实现高速率 多媒体通信。从单个用户与基站收发台之间的通信的角度来看，其他用户W及他们与该基 站收发台或与其他基站收发台的相应通信导致对现有的无线通信的干扰。换言之，噪声和 不想要的信号源可能导致干扰。例如，无线电收发机可能接收在期望信号范围外强的不想 要的信号。运些所谓的阻塞(blocker)信号应当在收发机的接收机路径中早期地从接收到 的信号中被滤出。在上行链路的情况下，基站收发台典型地需要同时检测许多异步用户。在 下行链路的情况下，将对用户（即基站收发台与不同移动台之间的通信)进行调度和很大程 度的正交化，但是移动台仍将需要应付少数主导干扰基站收发台。 [0003] 在经受模数转换的接收到的信号中仍然存在的阻塞信号可W导致互调失真和混 叠。连续时间A -X调制器可W被用作接收机的模数转换器。对A -X调制器的使用放松了 抗混叠滤波要求，但是即使利用运些调制器，强的带外信号也可能使调制器不稳定或者至 少造成失真。 发明内容[0004] 本发明的实施例提供一种用于转换输入信号的模数转换器。所述模数转换器包括 X - A调制器和干扰消除回路。所述X - A调制器被配置成用于接收模拟调制器输入信号和 用于提供数字调制器输出信号。所述干扰消除回路包括数字滤波器、数模转换器和信号组 合器。所述数字滤波器被配置成:用于在频带中相对地放大所述数字调制器输出信号；用于 在所述频带和围绕所述频带的过渡带外相对地衰减所述调制器输出信号；W及用于提供经 滤波的数字反馈信号。所述数模转换器被配置成用于将经滤波的数字信号转换为消除信 号。所述信号组合器被配置成用于组合所述输入信号与所述消除信号，从而产生调制器输 入信号，W便至少部分地消除输入信号内的干扰信号部分。 [0005] 本发明的另外的实施例提供一种包括前向信号处理路径和反馈信号处理路径的 信号处理器。所述前向信号处理路径包括X-A调制器。所述反馈信号处理路径包括数字控 制器，所述数字控制器用于调节调制器输出信号，并将所得到的消除信号馈送至所述前向 信号处理路径的输入W用于所述信号处理器的输入信号的信号部分的选择性消除。所述数 字控制器具有用于强调带外频率范围的特性，使得将所得到的消除信号馈送至S-A调制 器的输入减小了所述信号处理器的输入信号的带外频率范围内的带外信号部分。附图说明 [0006] 将使用附图来描述本发明的实施例，在附图中： [0007] 图1示出标准多模式多频带蜂窝接收机拓扑的示意框图； [0008] 图2示出基于模拟信号传递函数滤波(STF滤波）的连续时间S-A模数转换器拓扑 的示意框图； [0010] 图4示出根据所谓的3 MHz阻塞测试情况的测试规范的功率谱密度； [0011] 图5示出根据本文公开的教导的实施例的在反馈路径中具有数字滤波器的连续时 间5：-A调制器的示意图； [0012] 图6示出图5中的数字反馈滤波器的频率响应； [0013] 图7示出根据本文公开的教导的实施例的具有附加控制回路的连续时间S-A调 制器的示意框图； [0014] 图8示出作为理想数字控制回路滤波器的实例的图7中的数字控制滤波器的频率 响应； [0015] 图9W示意框图的形式示出根据本文公开的教导的实施例的具有控制回路的X- A调制器的线性Z域模型； [0016] 图10示出根据本文公开的教导的实施例的具有控制器和校正逻辑的X-A调制器 的示意框图； [0017] 图im示意框图的形式示出具有数字控制回路的X-A调制器的线性Z域模型； [0018] 图12示出具有控制回路的X-A模数转换器的示意框图W及不同控制器特性对 S - A模数转换器的输入的效果； [0019] 图13示出具有带有数字传送信号/阻塞消除控制回路的射频(R巧模数转换器的接 收机的示意框图； [0020] 图14示出具有带有数字传送信号/阻塞消除控制回路的变频RF模数转换器的接收 机的示意框图； [0021] 图15示出控制滤波器的和传送信号/阻塞消除控制回路的X-A调制器的开环传 递函数； [0022] 图16示出核屯、X - A调制器的信号传递函数与X - A调制器连同传送信号/阻塞消 除回路一起的信号传递函数的比较； [0023] 图17示出响应于包括期望信号和噪声但不包括阻塞信号的输入信号的、不受控的 S-A调制器、受控的且经校正的X-A调制器、从及受控的X-A调制器的输出信号的频率 曲线图； [0024] 图18类似于图17,除了输入信号还包括阻塞信号之外； [0025] 图19类似于图17,除了输入信号还包括由传送信号导致的串扰部分之外； [0026] 图20示出S个不同信号的波形W说明数字传送信号/阻塞消除回路的瞬态行为； [0029] 图23示出导致125和145 M化之间的带阻的、不具有和具有控制器的S-A调制器 的信号传递函数的伯德图； [0030] 图24示出直至S-A调制器的输入的信号传递函数的伯德图； [0031] 图25示出直至X-A调制器的输入和输出的、在具有控制器的情况下信号传递函 数的伯德图； [0032] 图26示出控制滤波器的和受控的系统的、在不具有控制器的情况下信号传递函数 的伯德图； [0033] 图27示出具有处于不同配置的（理想的、在不具有控制器的情况下非理想的、W及 在具有控制器的情况下非理想的)S个X - A调制器的测试设置的示意框图； [0034] 图28示出在图27的测试设置中使用的X-A调制器的示意框图； [0035] 图29示出在图27的测试设置中使用的数字控制器的示意框图； [0036] 图30示出图27的测试设置的数模转换器(数字X-A调制器)的示意框图； [0037] 图31示出基于正弦的和基于余弦的控制滤波器的伯德图； [0038] 图32示出无阻尼的和阻尼的基于余弦的控制滤波器的伯德图；W及 [0039] 图33示出说明具有信号传递函数再生的级联控制器的概念的示意框图。 具体实施方式[0040] 在下文中将使用附图来详细描述本发明的实施例之前，应当指出，相同的元件或 者具有相同功能的元件具备相同或相似附图标记，并且典型地省略对具备相同或相似附图 标记的元件的重复描述。因此，针对具有相同或相似附图标记的元件而提供的描述是可互 换的。在下列描述中，阐述了多个细节W提供对本发明的实施例的更透彻的解释。然而，对 本领域技术人员来说下述将是显而易见的:将在没有运些特定细节的情况下实践本发明的 实施例。在其他实例中，W框图的形式而不是详细地示出公知的结构和设备，W便避免模糊 本发明的实施例。另外，可W将W下描述的不同实施例的特征彼此组合，除非另有专口说 明。 [0041] 为了更高效地利用可用的频谱，当前无线通信标准要求传输信道在频域中的紧凑 布置。尽管特别地，当前数字信号处理技术使接收机能够从相对较强的本底噪声（noise floorX即相对较低的信噪比（SNR))、所谓的阻塞信号、干扰源信号、或者处于附近频率处 并具有可与期望信号相比或甚至高于期望信号的信号电平的干扰信号中滤出期望信号，但 是对大多数接收机结构提出挑战。特别地，接收机的模数转换器需要处理阻塞信号和具有 相对较高保真度的期望信号，使得一旦已经从模数转换器中获得数字信号，就可W通过数 字处理技术将阻塞信号与期望信号分离。因此，强的阻塞正在限制模数转换器的性能。 [0042] 在图1中，W示意框图的形式示出标准多模式多频带蜂窝接收机技术。接收机拓扑 包括RF前端(低噪声放大器、混频器和无源极点(pole))和基带滤波器（1阶极点和双二阶）、 可编程增益控制(PGC)、W及连续时间X-A调制器(CT-SD ADCXRF前端必须同时满足对立 的要求。一方面，它必须提供高增益W减小连续块(例如基带滤波器、PGC和ADC)对总噪声系 数的贡献。另一方面，太多的增益可能导致混频器和1阶极点中的余量(hea化oom)和线性问 题。另外，3GPP(第3代合作伙伴计划)规范在HSDPA(高速下行链路分组接入)和载波聚合中 需要新接收机特征，例如四个信道。该特征导致具有I/Q I阶极点的四个接收机路径，并且 每个1阶极点被不同地实施。因此，假定的2(K)pF的1阶极点电容被应用16次，运导致16 X 20化F = 3.2nF的总接收机电容。1阶极点的大小主要由最小传送信号/阻塞频率、混频器峰 值电流和电源电压确定。电源电压在28皿、22皿、14皿和更小CMOS(互补金属氧化物半导体） 技术中降低，运加紧了余量/噪声问题并导致1阶极点电容进一步增大。对于支持GSM/EDGE 的接收机而言，图4中所示的3MHz阻塞测试情况对1阶极点电容来说是决定性的。如果在诸 如UMTS/LTE棒(UMTS:"通用移动电信系统"，LTE:"长期演进"）之类的数据调制解调器应用 中使用接收机，则1阶极点电容由图3中所描绘的参考灵敏度LTE 10频带17来定义。 [0043] 图2示出基于信号传递函数滤波（STF滤波）的CT-SD ADC拓扑的示意框图。该拓扑 也遭受余量问题。它仅被移位至第一积分器。因此，如图1和图2中所描绘的基于模拟滤波的 技术正在遭受收缩路径（即向14nm CMOS技术和更小CMOS技术的演进)上的电容增大。因此， 图1和2中所示的技术相对于其针对深亚微米CMOS技术的适合性而显得受限。 [0044] 该问题的当前解决方案在于:减小LNA混频器中的增益W达到更小的混频器峰值 电流，W及增大在第一极点或第一积分器处的电容W便调整摆动W降低电源电压。由于更 大的电容，运些措施导致更小的接收机灵敏度且更大的面积要求。 [0045] 在多个可能出现的操作条件中，在图2中所示的RF-ADC接收机拓扑中的连续时间 S-A调制器中的第一积分器的输入处的摆动由传送信号/阻塞信号来定义。根据本文公开 的教导的一个方面，可W将第一 STF滤波极点移位至更高频率W便减小第一积分器电容的 大小。现在失去的接收机选择性由量化器与作为反馈回路的一部分的数模转换器(DAC)之 间的附加数字滤波器来补偿。图5示出根据本文公开的教导的实施例的模数转换器100的示 意框图。在X - A调制器110的环路滤波器112的输入LO处接收模拟输入U。通过环路滤波器 112内的信号组合器128来组合模拟输入信号U与消除信号。在环路滤波器112的输出处，将 组合信号（即通过组合模拟输入信号U和消除信号而获得的信号）的经滤波版本V提供给也 作为X-A调制器110的一部分的量化器114的输入。在图5所示的实施例中，量化器114是多 比特量化器。由量化器114引入的量化误差由形成量化器114的另一(虚)输入的量化误差信 号e指示。在图5所示的实施例中，在量化器114的输出处，获得形成数字调制器输出信号的 多比特数字信号V。 [0046] 图5中所示的模数转换器100还包括干扰消除回路120,干扰消除回路120在所描绘 的实施例中与X-A调制器110的反馈回路一致。X-A调制器110包括数模转换器116。数模 转换器116的输出被连接至环路滤波器112的输入^。由于在图5所示的实施例中，X-A调 制器110的反馈回路和干扰消除回路120-致，因此数模转换器116可W被分配给反馈回路 和干扰消除回路120运二者。 [0047] 数模转换器116在其输入处接收由数字滤波器122提供的经滤波的数字信号，数字 滤波器122是干扰消除回路120的一部分。数字滤波器120被配置成用于在(特定)频带中相 对地放大S - A输出信号V。在该频带外W及还在围绕该频带的过渡带外，数字滤波器122被 配置成用于相对地衰减S - A输出信号V。表述"相对地放大"和"相对地衰减"指示:与在频 带外相比，在该频带内相对地放大S - A输出信号(但不必绝对地放大）。所述频带可W是有 限频带，即该频带的下限和上限不等于零并且也不等于无穷大。该条件可W被表达为〇< 如^,且钟胃6^-。因此，数字滤波器122可W具有带通状的频率响应，或者根据用于数字带 通滤波器的适当设计技术，可W将其实施为数字带通滤波器。注意，运种数字带通滤波器不 必是理想带通，理想带通将完全抑制在其通带外的信号。相反，数字滤波器122可W具有通 带外的非零频率行为，因为至少在本文公开的教导的一些实施例中，对通带外的信号的完 全抑制可能既不必要又不期望。对所需的滤波器函数的更精确描述可W被称为"频带增强" 或"频带强调"，即通带外的（可能恒定的）非零传递函数W及频带（通带）内相对于其的增 强。因此，数字滤波器122还可W被视为频带增强滤波器或频带强调滤波器。 [0048] 在图5所示的实施例中，由于在该实施例中一致的反馈回路与干扰消除回路，信号 组合器128可W归于X-A调制器110的反馈回路W及干扰消除回路120运二者。 [0049] 在图6中，示出图5中的数字滤波器122的数字滤波器特性。数字滤波器特性具有0 <地的带内增益，并在传送信号/阻塞频率范围内具有10地的增益。该10地增益导致在传 送信号/阻塞频率范围内提高的STF滤波选择性。在等式（1)和(2)中给出信号传递函数STF (Z)和噪声传递函数NTF(Z)。[(K)加 ] (1) [0051] (2)。 [0052] 在等式（1)和（2)中，Lo是指其输入Lo与其输出之间的环路滤波器112的传递函数， ^及^是指其输入b与其输出之间的环路滤波器112的传递函数。符号Fd表示反馈回路的信 号传递函数。 [0053] 数字滤波器122可W简单地由两个极点和两个零点来实施。STF滤波特性可W利用 附加数字滤波器来在数字上改进，但是在运种情况下，环路稳定性典型地也稍微降级。数字 滤波器中的数值运算导致针对移动通信标准LTE20的高达20比特的提高的DAC要求。 [0054] 数字滤波器122的频带对应于图6中的滤波器特性中数字反馈滤波器的增益(至少 近似地)等于10地的频率部分。过渡带对应于该频带左侧和右侧的滤波器特性的两个部分。 因此，增益在过渡带内从10地减小至0地。数字滤波器122的频带处于根据图6的预期干扰 信号或多个预期干扰信号的频率范围内。在可替换方案中，数字滤波器122的频带可W包括 或重叠(一个或多个)预期干扰信号的(一个或多个)频率范围。[005引此外，图6示出数字滤波器122在输入信号U的带内频率范围内相对地衰减X - A输 出信号V并在输入信号的带外频率范围内相对地放大S - A输出信号V。 [0056] 图5的示意框图还可W被视为包括前向信号处理路径和反馈信号处理路径的信号 处理器。前向信号处理路径包括X-A调制器110。反馈信号处理路径120包括数字控制器 122,数字控制器122用于调节调制器输出信号V并将所得到的消除信号馈送至前向信号处 理路径的输入W用于信号处理器100的输入信号U的信号部分的选择性消除。数字控制 器122具有用于强调带外频率范围的(频率)特性，使得将所得到的消除信号馈送至S-A调 制器110的输入^减小了信号处理器的输入信号U的带外频率范围内的带外信号部分。 [0057] X-A调制器110可W被配置成用于接收模拟调制器输入信号U。调制器输出信号V 可W是数字信号。[005引图5的示意框图还可W被视为模数转换器100,模数转换器100包括： [0059] 用于组合输入信号U与消除信号W及用于提供对应调制器输入信号的装置128; [0060] 用于对调制器输入信号进行X-A调制W及用于提供X-A调制器信号V的装置 110; [0061] 用于在频带中对S-A调制器信号V进行滤波W及用于在该频带和围绕该频带的 过渡带外相对地衰减S - A输出信号W获得经滤波的5： - A调制信号的装置;W及 [0062] 用于对经滤波的S-A调制信号进行数模转换W获得消除信号的装置116。 [0063] 更高级的思想是在核屯、X-A调制器周围建立数字传送信号/阻塞消除回路，其在 核屯、S-A调制器之前减去传送信号/阻塞信号。该方法被描绘在图7中。在图7中W示意框 图的形式示出的模数转换器200包括X-A调制器210和干扰消除回路220。X-A调制器210 包括环路滤波器212、多比特量化器214和数模转换器216。干扰消除220包括数字滤波器 222、数字噪声滤波器225、（另一)数模转换器226和信号组合器228。模数转换器200接收输 入信号Ul,输入信号Ul然后通过干扰消除回路220的信号组合器228与消除信号Vl相组合。 在图7所示的实施例中，信号组合器228被实施为减法器。输入信号Ul和消除信号Vl的组合 产生模拟调制器输入信号U，模拟调制器输入信号U被提供给环路滤波器212的输入L0。图7 中所示的实施例的X-A调制器210在很大程度上类似于图5中所示的模数转换器100。差异 在于：5： - A调制器210的反馈回路在量化器214与数模转换器216之间不包括数字滤波器。 然而，可W想到，X-A调制器210的反馈回路在反馈回路中的确包括数字滤波器。 [0064] 如上面在图5的上下文中所述，数字滤波器222在(特定)频带中相对地放大S-A 输出信号V，并在该频带和与该频带相关联（即典型地围绕该频带和/或与该频带相邻)的过 渡带外相对地衰减S-A输出信号V。在数字滤波器222的输出处提供对应的经滤波的数字 反馈信号。 [0065] 综上所述，核屯、S-A调制器210包括环路滤波器212、量化器214和反馈DAC 216， 而数字控制回路(干扰消除回路)220包括数字(控制)滤波器222、噪声整形器(NS)225和附 加传送信号/阻塞消除DAC 226。 [0066] 数字控制滤波器具有-10地的带内增益，并在传送信号/阻塞频率范围内具有+10 地的增益，如图8中所示。与图5中所示的X-A回路方法中的数字滤波器122相比，期望的带 内信号Ul由于干扰消除回路220中的-10地带内增益而基本上不变地通过信号组合器228， 并且因此被转发至核屯、S - A调制器210的输入L0。 [0067] 相比之下，传送信号频率范围内的所有信号受传送信号/阻塞频率范围内的10地 控制滤波增益和信号组合器228的动作抑制。[006引在等式(3)中，计算控制回路滤波器222对总STF的影响： [0069](3) [0070] 其中H(Z)是控制回路滤波器222的频率响应。可见，对于其中H(Z)为小的频率范 围，总信号传递函数STFoverall近似地等于核屯、X-A调制器210的信号传递函数STF。另一方 面，在其中控制回路滤波器222的频率响应H(Z)为大的频率范围内，等式(3)中的分数的分 母大于分子，使得总信号传递函数STFeverall将在该频率范围内变得相对较小。传送信号频 率范围在频分双工系统中典型地是公知的，并且它取决于所使用的频带和标准。在图3中描 绘了具有从26 M化至35 M化的频率范围的传送信号相对于期望接收信号的实例。相比之 下，在诸如DSM/邸GE之类的时分双工(T孤)系统中，阻塞频率可W处于从3 MHz至100 MHz的 频率范围内，但是频率是未知的。在运种情况下，可W将数字滤波器222调整至从3 MHz-直 到20 MHz的频率范围，W放松核屯、X - A调制器210的第一积分器中的衰减要求。第一积分 器中的衰减要求的运种放松减小了要针对第一积分器而提供的所需电容。在简单的情况 下，所述数字滤波器可W是数字谐振器。 [0071] 主要的数字控制滤波器设计要求是控制回路稳定性。数字控制滤波器输入要求与 核屯、X-A调制器输出相同的总线宽度，但是，由于要执行的信号处理，数字控制滤波器222 的输出需要具有显著增大的总线宽度，W便避免截断误差。例如，运可能导致移动通信标准 LTE20中高达20比特的DAC分辨率。为了解决该问题，可W引入数字噪声整形器225 W针对传 送信号/阻塞消除来实现低分辨率DAC 226。由干扰消除回路DAC 226产生的高频整形量化 噪声由调制器STF滤波W维持性能。因此，干扰消除回路220可W在X-A调制器210的输出 与数模转换器226之间的某处包括数字噪声整形器225。 [0072] 图9W概括的形式示出根据本文公开的教导的模数转换器的示意框图。在图9中， 模拟输入信号由Ul表示，并且数字输出信号由V表示。模数转换器的前向信号路径中的框 310对应于具有信号传递函数STF(Z)的X-A调制器。在反馈路径中，模数转换器包括具有 传递函数H(Z)的数字控制器或数字滤波器320。因此，图9示出具有控制回路320的X-A调 制器310的线性Z域模型。上面已在等式(3)的上下文中讨论了该线性Z域模型的总信号传递 函数。在该实施例中，组合输入信号Ul与控制回路320的输出（即消除信号）的信号组合器 328被实施为减法器。由于输入信号Ul是模拟信号，因此控制回路320的输出典型地也是模 拟信号。因此，信号组合器328典型地是模拟信号组合器。 [0073] 在图10中示出上面讨论的技术的增强W作为根据所公开的教导的模数转换器400 的另一可能实施例。模数转换器400包括连续时间X - A调制器410和数字传送信号/阻塞消 除控制回路420。另外，模数转换器400包括用于处理数字噪声整形器输出信号（即数字噪声 整形器225的输出信号）的X-A调制器410的信号传递函数STF的数字副本(replica)432。 数字副本432提供STF副本信号，该STF副本信号通过数字减法器434与核屯、X - A输出信号V 进行组合，W产生总模数转换器400的输出信号WdSTF副本输出信号基本上与核屯、S - A输 出信号相匹配或类似，但它是负的。借助于STF(Z)副本块432,重构不具有数字传送信号/阻 塞消除控制回路420的核屯、S - A调制器410的行为。因此，核屯、S - A调制器410不必再处理 传送信号/阻塞信号，但是，尽管如此，模数转换器400的数字输出信号W包含经重构的传送 信号/阻塞信号。因此，与核屯、S-A调制器输出的总线宽度形成对比，必须针对数字输出信 号W增大总线宽度。对于具有平坦带内信号传递函数STF的核屯、S-A调制器，可W将数字 STF(Z)副本432设置为STF(Z) = 1。然而，在运种情况下，核屯、X-A STF重构并不针对带外 频率范围正确地工作。该方法可W被用于带外频率范围不受关注的应用。 [0074] 根据图10中所示的内容，干扰消除回路420包括X-A调制器410的信号传递函数 STF的数字副本432。数字副本432被配置成接收经滤波的数字反馈信号v2或所导出的经滤 波信号v3,并响应于经滤波的数字反馈信号v2或所导出的经滤波信号v3而提供S-A调制 器410的估计器响应。将经估计的响应与数字调制器输出信号V或所导出的调制器输出信号 相加或进行组合，W提供模数转换器400的输出信号W。 [0075] 在可替换实施例中，干扰消除回路420可W包括X-A调制器410的信号传递函数 STF的另一数字副本W及另一数字滤波器，其中，该另一数字副本和该另一数字滤波器与数 字副本432和数字滤波器222被布置成级联布置，从而将由该另一数字副本提供的另一估计 器响应与数字调制器输出信号V进行组合(例如将由该另一数字副本提供的另一估计器响 应与数字调制器输出信号V相加或从数字调制器输出信号V中减去由该另一数字副本提供 的另一估计器响应），W提供数字滤波器的所导出的经滤波信号。此外，该另一数字滤波器 可W提供另一数字滤波器信号，然后，可W将该另一数字滤波器信号与数字滤波器信号进 行组合(例如将该另一数字滤波器信号与数字滤波器信号相加或者从数字滤波器信号中减 去该另一数字滤波器信号）W提供消除信号VI。在图33中示出可能的级联布置的实例，并且 下面更详细地描述该实例。干扰消除回路可W包括至少两个反馈支路的级联布置，每个反 馈支路包括数字滤波器和数模转换器。 [0076] 还可W使用数字STF副本技术来校正如图11中所描绘的数字滤波器的舍入误差。 图11中所示的示意框图是基于图9的示意框图。另外，STF副本432和数字信号组合器434是 模数转换器的一部分。舍入误差被表示为信号e，通过(虚)信号组合器427将信号e与由数字 控制滤波器320生成的信号相加。现化可W将数字副本432的传递函数建模为X-A调制器 310的(经估计的)信号传递函数STF(Z)和项（l+e(z))的卷积，其中E(Z)是由数字控制滤波 器320导致的STF和STF副本之间的相对误差e的Z域模型。利用该新技术，不需要数字噪声整 形器225。所提出的技术(仅)受X-A调制器310的实际信号传递函数STF(S)与数字STF(Z) 副本432之间的失配限制。此外，所提出的技术还可W被用来校正干扰消除DAC 226中的非 理想性。 [0077] 数字噪声整形器225和数字控制滤波器222可W被实现为两个不同电路。在可替换 方案中，可W在一个单电路中组合运两个电路。基本思想是使用数字噪声整形器拓扑并在 噪声整形器的信号传递函数上映射数字控制滤波器行为。在噪声整形器中使用控制滤波器 系数可W预期导致降低的噪声整形性能，运种降低的噪声整形性能可W由传送信号/阻塞 消除DAC 226中的提高的数字分辨率（即附加比特)来补偿。组合的数字控制噪声整形器的 输入可W具有约3比特/4比特的量化器总线宽度，并且可W典型地等于核屯、X-A调制器总 线宽度。组合的数字噪声整形器和传送信号/阻塞消除DAC 226的输出的总线宽度由总性能 要求(特别是所需的信噪比（SNR))来定义。与延迟结构相比，将A结构用于数字组合控制噪 声整形器的益处是：比在延迟结构中更少地放大舍入误差。因此，在实施中，A结构可W预 期导致更小的总线宽度。 [0078] 所提出的技术允许针对信噪比优化模拟噪声整形器W及在数字上实施信号传递 滤波。所提出的技术导致具有更低面积使用率和功率耗散的更低阶核屯、X-A调制器。附加 数字电路对模拟分量变化相对不敏感，即附加数字电路在该方面是鲁棒的。此外，附加数字 电路可W是可再配置的，即在操作期间信号传递函数可W是可数字适配的。在数字校正之 后，可W使用核屯、X - A调制器的经重构信号传递函数STF。 [0079] 根据本文公开的教导的大多数实施例，S-A调制器相对于其信号传递函数STF被 数字地改进。运种数字改进可能设及S - A调制器的量化器与用于反馈目的的一个或多个 数模转换器之间的数字滤波器。根据一些实施例，可W针对每个反馈DAC提供分离的数字滤 波器。特别地，根据所公开的教导的模数转换器或信号处理器可W包括具有数字控制滤波 器的传送信号/阻塞消除DAC(表述"传送信号/阻塞消除"可W被解释为"传送(TX)信号和/ 或阻塞消除"）。根据一些实施例，特殊滤波器可W是对核屯、X - A调制器的数字STF重构。借 助于数字STF重构，可W级联多于一个数字滤波器。干扰消除回路中的数字滤波器可W基于 用于数字谐振器的滤波器设计，即数字滤波器可W被设计和/或实施为数字谐振器。可W取 决于双工器距离来再配置传送信号/阻塞频率范围。 [0080]图12示出反馈回路(干扰消除回路）中的控制器对基于X-A调制器的ADC的输入 的效果。图12中所示的模数转换器包括核屯、X-A调制器510和反馈回路或干扰消除回路 520。干扰消除回路520接收X-A调制器510的输出信号W作为输入，W及提供输出信号，通 过信号组合器(减法器巧28,从用于总模数转换器的输入信号Ul中减去该输出信号。将信号 组合器528的输出抽是供给核屯、X-A调制器510的输入。因此，信号H是贯穿附图的描述和权 利要求各处提及的模拟调制器输入信号。干扰消除回路520包括具有频率响应S的数字滤波 器522。此外，干扰消除回路520包括转换器526(例如数模转换器）。[0081 ]假定输入信号Ul具有平坦频谱。出于阻塞消除的目的，将数字滤波器522的频率响 应S选择为带通状。因此，数模转换器526的输出主要包括与数字滤波器522的通带相对应的 频带中的信号部分。通过正确地调整干扰消除520的相移，数模转换器526的输出基本上消 除了输入信号Ul中（即数字滤波器522的频率范围内）的对应信号部分。运在图12中由模拟 调制器输入信号H的频谱的示意表示来示出。 [0082] 为了比较，图12还示出图12的下部分中的A调制的情形。在运种情况下，数字滤波 器522的频率响应S是低通滤波器。输入信号Ul与在消除DAC 526的输出处提供的消除信号 的组合产生其中更低频率范围内的信号部分被抑制的模拟调制器输入信号H。 [0083] 图13示出模数转换器600和在接收机中典型地针对无线应用或移动通信应用而采 用的附加电路的示意框图。换句话说，图13示出具有数字传送信号/阻塞消除控制回路的 RF-ADC接收机的示意框图。图13中所示的示意框图还可W被视为信号处理器600和附加电 路，其中信号处理器600包括前向信号处理路径和反馈信号处理路径。 [0084] 天线(未示出）可W被连接至一对端子601。然后，低噪声放大器(LNA)602可W放大 天线信号。混频器603通过合适的本地振荡器信号（图13中未示出）将由低噪声放大器602提 供的经放大的天线信号从射频(R巧范围变频至基带频率范围或中频（I巧范围。例如，在混 频器603的输出处的无源极点滤波器604去除滤波过程的互调产物。典型地，无源极点滤波 器604的通带相对较宽，使得在无源极点滤波器604的输出处提供的信号可W典型地仍包含 显著的噪声部分、干扰信号部分、和/或其中存在要接收的期望信号的期望频率范围外的阻 塞信号部分。无源极点滤波器604的输出被连接至模数转换器600的输入。在模数转换器600 的输出侧处，提供了接口 608，接口 60則尋ADC输出适配至低电压差分信号化VDS)格式。然后， 使由LVDS接口 608提供的信号在端子609处可用W供进一步处理。 [0085] X-A调制器610包括环路滤波器612、量化器614、数据加权平均615和S个数模转 换器616。环路滤波器612包括=个级，每个级具有基于运算放大器的滤波器。干扰消除回路 620包括数字滤波器622和数模转换器626。干扰消除回路620的信号组合器628被实施为在 无源极点滤波器604、环路滤波器612的输入和DAC 626的输出之间的电导体的简单结。因 此，由DAC 626提供的消除信号和由无源极点滤波器604的输出提供的输入信号的组合通过 将由运两个部件提供的电流进行求和而进行。 [0086] 图14示出具有数字控制滤波器和传送信号/阻塞消除RF-DAC的变频X-A调制器 的示意框图。图14中所示的布置还可W被视为具有数字传送信号/阻塞消除控制回路的变 频(FT)RF-ADC接收机。 [0087] 模数转换器700包括与图13中所示的实施例的X - A调制器610类似的核屯、X - A 调制器610。此外，模数转换器700包括干扰消除回路720。干扰消除回路720包括数字滤波器 722、数模转换器726、混频器702和信号组合器728。混频器702接收由数模转换器726提供的 模拟输出信号并将其变频至RF频率范围。信号组合器728被互连在低噪声放大器602与主接 收路径的混频器703之间。可存在于经由端子601从天线接收并由低噪声放大器602放大的 接收信号中的干扰信号可W通过对低噪声放大器602的输出与混频器703的输入之间的主 接收路径注入的干扰消除信号而被大大减小。W运种方式，不需要混频器703来在其输入处 支持在一些操作条件下主要可由干扰信号(例如来自包括图14中示意性地示出的接收机的 移动通信设备的传送路径的阻塞信号或串扰信号)确定的最大振幅。 [0088] 可W在接收机应用中使用根据本文公开的教导的模数转换器W改进在双工器距 离（即无线电收发机的传送频率和接收频率之间的间隙（例如UMTS标准中的190 MHz))处的 选择性。根据作为实例而提供的一个可能实施，核屯、X-A调制器W900 MHz的采样率和9 MHz的信号带宽运行。传送信号/阻塞消除被设计成将30 MHz与50 MHz之间的传送/阻塞信 号抑制10地。 [0089] 在图15中，描绘了核屯、X-A调制器的信号传递函数STF、数字控制滤波器的传递 函数和整个传送信号/阻塞消除控制的传递函数。显然，核屯、S-A调制器的信号传递函数 STF已在某种程度上抑制30 M化与50 MHz之间的信号（即近似5地至15地）。控制滤波器 (即数字滤波器122、222、522、622或722)在该频率范围内具有其最大增益。在30 1化和50 MHz的该频率范围外，控制滤波器的增益显著地更小。核屯、X-A STF与数字控制滤波器串 联的组合在该期望频率范围内具有大于1的增益，并在外部具有小于1的增益。根据经验，在 期望频率范围内，抑制将近似为1/( 1+增益）。 [0090] 在图16中，示出闭环系统的传递函数。全程曲线(蓝色)是核屯、X-A调制器的信号 传递函数STF，并且虚线曲线(绿色)是具有核屯、X-A STF的数字控制滤波器的闭环STF，即 与核屯、X-A调制器组合的干扰消除回路的闭环STF。运两个曲线的比较显示出：除用于干 扰消除的期望频率范围（即30 MHz至50 MHz)外，通过使用上述的数字校正方法而获得的信 号传递函数与原始信号传递函数近似类似。可W在该频率范围内看到约10 dB的附加信号 抑制。此外可见，与核屯、X-A调制器组合的干扰消除回路的闭环STF稍高于用于干扰消除 的期望频率范围之下的核屯、5：-A调制器STF(即具有比原始信号传递函数更高的增益）。 [0091] 图17、18和19示出根据本文公开的教导的模数转换器的数字输出信号的频率曲线 图。模数转换器的输入信号包括期望接收信号、噪声部分、W及在图18和19的情况下分别包 括干扰阻塞信号和由传送信号导致的串扰。 [0092] 图17示出不存在干扰信号的情况，即模数转换器的输入信号仅包括期望接收信号 和噪声。期望接收信号具有3 MHz的频率。图17示出=个曲线。第一曲线由菱形标识并且对 应于不具有干扰消除回路的X-A (SD)调制器（"SD不受控的"）的频率行为。第二曲线由正 方形标识并且对应于具有干扰消除回路的X - A调制器（"SD受控的"）。第S曲线由S角形 标识并且对应于具有干扰消除回路的X-A调制器W及用于校正由干扰消除回路引入的、 与S-A调制器的原始信号传递函数的偏差的附加校正电路（"SD受控的+校正"）。下面将描 述该附加校正的概念。 [0093] 可见，对于包括3 MHz周围的期望接收信号的频率范围的高达近似4 M化的低频， 运=个曲线基本上彼此类似。此外，与周围的频率相比，在3 MHz处存在期望接收信号的频 率范围显著更强，使得期望接收信号超过本底噪声多达80地。 [0094] 在从约4 MHz至约100 MHz的频率范围内，与具有数字控制（即干扰消除回路，但没 有校正，由图17中的正方形指示）的X-A调制器相对应的曲线开始与原始不受控的X-A 调制器的曲线(菱形符号)偏离。与受控的且未校正的X-A调制器相对应的曲线(正方形符 号)还掲示出：在与图16中（虚线)所示的具有数字控制器的S-A调制器的总信号传递函数 的行为相对应的、从近似30 MHz至近似50 MHz的频率范围内，模数转换器的输出信号被衰 减近似10地。相比之下，与具有数字控制和附加校正的X-A调制器相对应的曲线（图17中 的S角形符号）基本上同与原始X-A调制器相对应的曲线（图17中的菱形符号）相同。因 此，受控的且经校正的X - A调制器还再现了针对近似8 MHz的频率的噪声传递函数(NTF) 的带阻行为。 [0095] 图18示出与图17中所示的频率曲线图基本上类似的频率曲线图。图17与图18之间 的差异在于:在模数转换器的输入信号内存在35 MHz处的阻塞信号。与期望接收信号相比， 阻塞信号具有相对较大的振幅，使得阻塞信号还出现在模数转换器的输出信号中。特别地， 在原始S-A调制器的输出信号内，阻塞信号具有-11.86地的电平。运意味着:阻塞信号比 在不受控的X-A调制器的输出处的期望接收信号大近似8地。在受控的X-A调制器(正 方形符号）的输出信号中，阻塞信号仅具有-21.12地的电平。因此，阻塞信号近似处于期望 接收信号的电平处。通过使用由例如数字信号处理器(DSP)提供的数字滤波，可W进一步抑 制在35 MHz处的干扰阻塞信号，使得可W在正常情况下可靠地评估在3 MHz处的期望接收 信号。由S角形标识的受控的且经校正的X-A调制器的曲线显示出：阻塞信号出现在输出 信号中，也具有近似-11.86地的电平。然而，阻塞信号在输出信号中的出现是由于校正（即 通过如图11中所示的数字副本而对阻塞信号的重构）而引起的。因此，不需要X-A调制器 来处理阻塞信号。数字控制和校正的益处在于:核屯、X-A调制器不必处理阻塞信号的大的 部分(在阻塞信号的振幅方面）。 [0096] 图19示出当输入信号包括由传送串扰导致的处于从30 MHz至50 MHz的频率范围 内的干扰信号时不受控的X-A调制器、受控的X-A调制器和受控的且经校正的X-A调 制器的输出信号的频谱。可见，与不受控的X-A调制器相比，受控的X-A调制器能够将TX 串扰抑制近似10地。受控的且经校正的X-A调制器(具有=角形符号的曲线)再现不受控 的5：-A调制器(具有菱形符号的曲线）的行为，使得传送信号串扰还存在于具有近似-40 地的电平的受控的且经校正的X-A调制器的输出信号中。然而，受控的且经校正的S-A 调制器的益处在于：核屯、X-A调制器不必处理TX串扰信号的整个振幅或电压摆动。因此， 核屯、X-A调制器可W具有更小且更简单的配置，特别是相对于例如环路滤波器的电容。 [0097] 可W将可结合图17至19进行的观察总结如下。受控的且经校正的S-A调制器的 输出信号的频谱与未校正的X-A调制器几乎相同。受控的X-A调制器(正方形符号）的频 谱显示了传送信号/阻塞信号减小近似10地。受控的X-A调制器的输出频谱中的带内噪 声比在两种其他情况（即不受控的X-A调制器和受控的+经校正的X-A调制器）下更高。 原因在于数字电路的舍入噪声，该舍入噪声可W被整形至更高频率。数字校正电路去除该 附加舍入。 [0098] 图20示出一些时间信号W便说明传送信号/阻塞消除DAC后的波形。信号"输入信 号Uin"是在40 MHz频率处的输入信号，由于根据本文公开的教导的数字控制回路，应当将该 输入信号抑制10 dB。信号"反馈信号Uctr"是数字电路的（即干扰消除回路的）反馈信号。信 号"Uin-Uctr"是二者之差。差信号Uin-Uc化具有相对于输入信号Uin减小的振幅。图20还示出由 于启动(特别是在输入信号Uin的前一半时段期间）而对控制回路的稳定。 [0099] 图21示出说明作为改变的输入振幅的函数的信号噪声失真比（SNDR)的曲线图。由 菱形符号标识的曲线对应于原始调制器（即不具有数字控制或干扰消除回路的X-A调制 器)的SNDR。可见，高达2.6倍全尺度的干扰信号振幅，原始X - A调制器可W维持近似60地 的信噪比。随着干扰信号的振幅增大，原始S - A调制器的SNDR开始降级，并针对近似3.8倍 全尺度的干扰信号振幅而变为小于0地，运甚至可能导致调制器变得不稳定。对于甚至更 高的振幅，信号噪声失真比稳定在近似-60地处，即期望信号被阻塞信号淹没并且典型地 不再能够被提取。 [0100] 由圆形符号标识的曲线示出利用根据本文公开的教导的模数转换器实现的改进。 可W针对高达X - A调制器的量化器的全尺度6倍的干扰信号振幅维持近似60地的SNDR。 将所预期的新极限假定为处于近似5.6倍的全尺度处。因此，与不具有数字控制或干扰消除 回路的原始S-A调制器相比，对于根据本文公开的教导的模数转换器，干扰信号可W大7 地。 [0101] 另一方面，反馈数模转换器应当具有与量化器的近似7倍全尺度相对应的动态范 围，W便能够产生足够大的消除信号W提供给信号组合器。然而，可能不需要反馈DAC来提 供与核屯、S - A调制器一样精细的分辨率，运是因为其目的在于减小模数转换器的输入信 号内包含的干扰信号的大的振幅。 [0102] 图22示出针对从70至90 MHz的频率范围内的带阻和该频率范围内的10地的抑制 的情况、核屯、S-A调制器(STF) W及与数字控制器组合的核屯、S-A调制器(STF+控制器） 的闭环信号传递函数的伯德图。 [0103] 图23示出针对从125至145 MHz而不是70至90 MHz的频率范围内的带阻、与图22中 所示的伯德图类似的伯德图。 [0104] 图24示出至S-A调制器的输入的信号传递函数的伯德图。可见，在从30 MHz至50 MHz的频率范围内，可W实现具有至少10地的抑制的带阻。然而，在该频率范围[30 MHz… 50 MHz]的直接邻近处，伯德图掲示了信号传递函数的近似5地的增大行为。特别地，可W 在近似18 MHz处观察到局部最大值，并且可W在近似65 MHz处观察到另一局部最大值。然 而，在正常情况下，非常不可能的是，两个阻塞信号将是在频域中彼此接近的阻塞信号。因 此，可W典型地假定，在与可能的阻塞信号或串扰信号的预期频率范围相邻的频率范围内， 不存在另外的强阻塞或串扰信号，至少只要根据本文公开的教导的模数转换器或信号处理 器操作于服从标准的环境中即可。 [0105] 图25示出针对从70 MHz至90 MHz的频率范围内的带阻、至X-A调制器的输入的 信号传递函数和至S-A调制器的输出的另一信号传递函数的另一伯德图。如同图24中的 伯德图那样，可见，直至X-A调制器的输入的信号传递函数在近似60 MHz和100 MHz处具 有局部最大值。然而，在至X-A调制器的输出的信号传递函数中，运些局部最大值几乎不 能觉察到。如所解释的那样，可W典型地假定，没有显著的抑制有必要与阻塞信号或传送串 扰信号的预期频率范围直接相邻。 [0106] 图26示出针对70至90 MHz带阻情况的另一伯德图。该伯德图包含S个信号传递函 数，即不具有控制器的S-A调制器的信号传递函数（出于参考目的）、控制滤波器的信号传 递函数和控制回路的信号传递函数。通过将控制滤波器的信号传递函数与控制回路的信号 传递函数进行比较，可W观察到，控制回路在70 MHz至90 MHz的频率范围内比单独的控制 滤波器具有更小的放大。此外，控制回路针对更高频率（即大于90 MHz)引入附加衰减。该附 加衰减可W尤其由模拟重构低通滤波器来提供，W便抑制由数字控制器内的数模转换器造 成的量化噪声。 [0107] 图27示出在用于数字信号处理的仿真软件中实施的测试设置的示意框图。第一信 号发生器882产生表示包括根据本文公开的教导的模数转换器的接收机的期望接收信号的 输入信号。第二信号发生器884产生噪声信号，W便对由接收机的天线拾取的典型背景噪声 进行建模。第=信号发生器886W给定的阻塞频率产生被假定为正弦信号的阻塞信号。通过 加法器887来对由运=个信号发生器882、884、886产生的信号求和。 [0108] 为了比较，测试设置包括对在加法器887的输出处提供的相同输入信号并行操作 的S个调制器。运S个X - A调制器是:理想X - A调制器810a、没有连接到控制器的非理想 X - A调制器810b、W及连接到两个数字控制器822、823和信号组合器828的级联布置的非 理想X-A调制器810c。在图33中也示出两个数字控制器的级联布置，并且下面在图33的描 述的上下文中解释运种级联布置的原理。 [0109] 该测试设置还包括用于信号采集和诊断目的的=个复用器872、874和875。第一复 用器872被连接至S个X - A调制器81 Oa、81 Ob、81 Oc的标记为"输出I r的输出。第二复用器 874被连接至5：-A调制器810a、810b、810c的标记为"输出I2"的输出。第S复用器874被连 接至S个5：-A调制器810a、810b、810c的标记为"数字输出"的输出W及第二数字控制器 823的标记为"调制器输出"的输出。S个复用器872、874、875的输出被连接至用于可视化目 的的显示器块892 W及对应的工作空间"simout" 894、"I r (附图标记896)和"12"(附图标记 898) O [0110] 特别地，根据本文公开的教导的模数转换器由X-A调制器SlOcW及包括数字控 制器822、823和信号组合器828的干扰消除回路来建模。其他两个X-A调制器810a和81化 是为了参考和比较而提供的。 [0111] 图28示出在图27中所示的测试设置中使用的非理想S - A调制器81化、81 Oc的示 意框图。5： - A调制器81化、810c包括模拟输入8102和数字输出8104。出于可视化目的，X - A调制器81化、81 Oc还包括两个模拟输出8106和8108，分别对应于输出"输出I r和"输出 12"。X-A调制器810b、810c的环路滤波器包括多个标量乘法单元8112、8114、8116、8152和 8154。标量乘法元件8112、8114、8116从模拟输入8102接收模拟调制器输入信号，并将对应 的输出信号提供给多个信号组合器8122、8124和8126之一。标量乘法元件8152和8154从S- A调制器81化、810c的数字输出8104接收数字输出信号，并将对应的经标量乘法的信号分 别提供给信号组合器8122和8124。分别通过积分器8132和积分器8U4来对由信号组合器 8122和8124生成的输出信号进行积分。积分器8134的输出被连接至信号组合器8124W及零 阶采样和保持元件8182的输入，该零阶采样和保持元件8182的输出被连接至X-A调制器 81 Ob、81 Oc的输出端子8106。积分器8134的输出被连接至信号组合器8126的输入和另一零 阶采样和保持元件8184的输入，该另一零阶采样和保持元件8184的输出被连接至X - A调 制器810b、810c的输出端子8108。由于运两个积分器8132、8134, 5：-A调制器810b、810c是 二阶的。 [0112] 信号组合器8126的输出被连接至量化器8140的输入。量化器8140的输出经由另一 零阶采样和保持元件8186被连接至S - A调制器81化、810c的数字输出8104。 [0113] 标量乘法元件8112、8114、8116的标量因子可W例如由向量b = [0.2164 0 0]给 出。标量乘法元件8152和8154的标量因子可W例如由向量a = [0.2164 0.6667]给出。 [0114] 图29示出在图27的测试设置中使用的数字控制器822或数字控制器823的示意框 图。数字控制器822、823包括控制输入8202、调制器输出8204和反馈输出8206。此外，数字控 制器在控制输入8202与反馈输出8206之间的信号处理链中包括相位均衡器滤波器8221、阻 塞抑制滤波器8222、环路增益元件8224和1比特X - A调制器8226。相位均衡器滤波器8221、 阻塞抑制滤波器8222和环路增益元件8224形成数字控制滤波器8220(在图29中W虚线绘制 的框）。数字控制器822、823还包括STF +滤波器近似8232和信号组合器8234dSTF+滤波器 近似8232接收由1比特X - A调制器8226产生的模拟反馈信号，并且提供STF +滤波器近似 8232的输出信号W作为信号组合器8234的两个输入之一。信号组合器8234的另一输入由控 制输入8202提供。信号组合器8234的输出被连接至数字控制器822、823的调制器输出8204。 [0115] STF +滤波器近似8232可W被理解为图27中所示的核屯、S-A调制器810c的信号 传递函数的数字副本。该数字副本被配置成接收经滤波的数字反馈信号，并响应于该数字 反馈信号而提供S-A调制器810c的经估计的响应。然后，通过信号组合器8234将经估计的 响应与数字调制器输出信号或所导出的调制器输出信号相加，W提供模数转换器的输出信 号。 [0116] 图30示出图29中的数字X - A调制器8226的示意框图。1比特X - A调制器8226包 括数字输入8302和模拟输出8304。数字输入8302被连接至两个标量乘法元件8312和8314， 并且还被连接至信号组合器8336。模拟输出8304被连接至量化器8340的输出。量化器8340 的输出还被连接至两个另外的标量乘法元件8316、8318。通过信号组合器8332来组合两个 标量乘法元件8312和8316的输出。将信号组合器8332的输出提供给积分器8322。将积分器 8322的输出与两个标量乘法元件8314和8318的输出进行组合，W提供第二积分器8324的输 入信号。通过已提及的信号组合器8336将第二积分器8324的输出与数字输入信号进行组 合，W便生成量化器8340的输入信号。 [0117] 图31示出阻塞抑制滤波器8222(图29)的信号传递函数的伯德图。标记为"sin"的 曲线对应于下列公式： [0121]为了获得期望的相移，可W如下组合基于正弦的滤波器和基于余弦的滤波器：[011 引 [0119] [0120] [0122] [0123] 图31示出针对30°的运种组合(标记为"sin@30°"的曲线）。基于正弦的滤波器和基 于余弦的滤波器表示不同的谐振器并且可W被实施为不同的数字滤波器。在运种配置中， 谐振器典型地需要不同的相位响应，运取决于用于稳定回路的STF。 [0124] 图32示出另一伯德图，其中示出基于余弦的控制滤波器或阻塞抑制滤波器的信号 传递函数和阻尼的基于余弦的滤波器的信号传递函数。在图32中可见，具有更低质量(更低 质量因子)的谐振器具有更平滑的相位响应，运典型地导致更稳定的回路。 [0125] 图33示出根据本文公开的教导的一些实施例的模数转换器的示意框图。模数转换 器900包括核屯、X-A调制器910和干扰消除回路920。干扰消除回路920尤其包括两个信号 组合器928、929,通过运两个信号组合器928、929,将由干扰消除回路920生成的消除信号注 入到被馈送至模数转换器或信号处理器900的输入信号中。干扰消除回路包括至少两个反 馈支路920a和92化的级联布置。每个反馈支路包括数字滤波器922a、922b和数模转换器（图 33中未示出）。此外，每个反馈支路920a、920b包括X - A调制器910的数字副本932曰、9326。 [01%]数字滤波器92化可W被视为主数字滤波器，并且数字副本93化可W被视为主数字 副本。另一方面，数字滤波器922a和数字副本932a分别可W被视为另一数字滤波器和另一 数字副本。通过信号组合器972将由该另一数字副本932a提供的另一估计器响应与由S-A 调制器910提供的数字调制器输出信号相加。在信号组合器972的输出处提供数字滤波器 92化的所导出的滤波器信号。将由该另一数字滤波器922a提供的另一数字滤波的信号与由 (主)数字滤波器92化提供的数字滤波的信号相加，W提供消除信号。根据图33中所示的实 施例，将消除信号W两个部分注入到模拟输入信号中，即在信号组合器928处由数字滤波器 922b提供的第一部分和在另一信号组合器929处由该另一数字滤波器922a提供的第二部 分。然而，信号组合器928和929的不同布置也是可能的。 [0127] 根据本文公开的教导，信号的注入和X-A调制器的输入是可能的，并且可W用于 干扰消除。此外，可W使用X-A调制器的数字重构W便校正由消除信号的注入引入的误 差。控制器可W被设计成用于通过几个振荡器和/或级联控制进行阻塞抑制。然后，可W将 如此设计的级联控制器与控制滤波器进行组合。 [0128] 然而，控制器需要S-A调制器的极点的补偿。运典型地导致良好的信号抑制，然 而调制器的量化噪声被放大。 [0129] 此外，在从模数转换器或信号处理器的输入直至核屯、S-A调制器的输入的信号 传递函数中，可W紧接着带阻典型地观察到振幅上升。 [0130] 控制器典型地需要相对较高阶。 [0131] 另一可能方法可W是:使用MASH(多级噪声整形)结构W便从数字控制器/数字滤 波器中去除量化噪声。还会有可能的是，通过卡尔曼滤波器而不是控制回路来执行回波补 偿。 [0132] 根据本文公开的教导的模数转换器或信号处理器的另外的选项是： [0133] .利用积分控制器进行的偏移消除 [0134] •利用MASH结构来消除噪声问题 [0135] •检测窄带阻塞和自适应谐振器 [0136] •可替换的控制架构 [0137] •针对控制回路使用馈入路径[013引.使用复合控制器 [0139] •在没有校正的情况下使用级联。 [0140] 总之，本文公开的教导设及在变频和/或子采样S-A调制器中的干扰消除。关于 阻塞抑制，本文公开的教导设及用于抑制阻塞的控制器概念。几个宽带阻塞(可能高达任意 数目）的抑制在原则上显得可能。所提出的概念在原则上也适用于高频阻塞(大于50 MHz)， 尽管可能需要一些特殊的预防措施。 [0141] 本文公开的教导可W被特别用在如本文公开的包括基带处理器、天线和模数转换 器的设备中。运种设备可W是移动通信设备或用于无线通信的另一设备的一部分。特别地， 所公开的教导可W被用在移动设备(例如移动电话、蜂窝电话、智能电话、平板计算机等等） 中。此外，本文公开的教导还可W被用在移动通信网络或无线网络的网络设备或基础设施 (例如基站收发台、WLAN路由器和/或转发器等等）中。 [0142] 尽管已经在设备的上下文中描述了一些方面，但是显然，运些方面还表示对应方 法的描述，其中块或设备对应于方法步骤或方法步骤的特征。类似地，在方法步骤的上下文 中描述的方面还表示对应块或项目或者对应设备的特征的描述。一些或所有方法步骤可W 由（或使用)硬件设备(举例来说，例如微处理器、可编程计算机或电子电路)执行。在一些实 施例中，最重要的方法步骤中的某一个或多个可W由运种设备执行。 [0143] 取决于特定实施要求，本发明的实施例可W W硬件或W软件来实施。该实施可W 是使用其上存储有电子可读控制信号的数字存储介质（例如软盘、DVD、蓝光、CD、R0M、PR0M、 EPR0M、EEPR0M或FLASH存储器)来执行的，所述电子可读控制信号与可编程计算机系统协作 (或能够与其协作），从而执行相应方法。因此，数字存储介质可W是计算机可读的。 [0144] 根据本发明的一些实施例包括具有电子可读控制信号的数据载体，所述电子可读 控制信号能够与可编程计算机系统协作，从而执行本文描述的方法之一。 [0145] -般地，本发明的实施例可W被实施为具有程序代码的计算机程序产品，该程序 代码操作W用于当计算机程序产品在计算机上运行时执行运些方法之一。该程序代码可W 例如被存储在机器可读载体上。 [0146] 其他实施例包括在机器可读载体上存储的、用于执行本文描述的方法之一的计算 机程序。 [0147] 换言之，本发明的方法的实施例因此是具有程序代码的计算机程序，该程序代码 用于当计算机程序在计算机上运行时执行本文描述的方法之一。 [0148] 本发明的方法的另一实施例因此是包括其上记录的用于执行本文描述的方法之 一的计算机程序的数据载体(或数字存储介质、或计算机可读介质）。该数据载体、数字存储 介质或所记录的介质典型地是有形的和/或非瞬变的。 [0149] 本发明的方法的另一实施例因此是表示用于执行本文描述的方法之一的计算机 程序的数据流或信号序列。该数据流或信号序列可W例如被配置成经由数据通信连接(例 如经由因特网）而传送。 [0150] 另一实施例包括处理装置(例如计算机或可编程逻辑器件），该处理装置被配置成 或适于执行本文描述的方法之一。 [0151] 另一实施例包括其上安装有用于执行本文描述的方法之一的计算机程序的计算 机。 [0152] 根据本发明的另一实施例包括下述设备或系统，该设备或系统被配置成将用于执 行本文描述的方法之一的计算机程序传送(例如电子地或光学地)至接收机。该接收机可W 是例如计算机、移动设备、存储器设备等等。该设备或系统可W例如包括用于将计算机程序 传送至接收机的文件服务器。 [0153] 在一些实施例中，可编程逻辑器件(例如现场可编程口阵列)可W被用来执行本文 描述的方法的一些或所有功能。在一些实施例中，现场可编程口阵列可W与微处理器协作 W便执行本文描述的方法之一。一般地，运些方法优选地由任何硬件设备执行。 [0154] 上述的实施例仅仅用于说明本发明的原理。不用说，本文描述的布置和细节的修 改和变化对本领域技术人员来说将是显而易见的。因此，意图是仅由即将来临的专利权利 要求的范围来限定，而不受通过对本文的实施例的描述和解释而给出的特定细节限制。 |
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