Numérisation asynchrone de signaux transitoires issus de détecteurs de rayonnement |
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| 申请号 | EP12196856.4 | 申请日 | 2012-12-13 | 公开(公告)号 | EP2605409A1 | 公开(公告)日 | 2013-06-19 |
| 申请人 | Commissariat à l'Énergie Atomique et aux Énergies Alternatives; | 发明人 | Montemont, Guillaume; | ||||
| 摘要 | La présente invention concerne un dispositif d'échantillonnage ou de numérisation d'un signal de détection issu d'un détecteur de rayonnement X ou gamma dans lequel on réalise pendant une durée d'échantillonnage des estimations (140) d'un signal de rétroaction à des instants où ce signal qui est injecté en entrée inverseuse d'un comparateur est égal au signal de détection en entrée non-inverseuse, dudit comparateur. | ||||||
| 权利要求 | |||||||
| 说明书全文 | La présente invention concerne le domaine de la détection de rayonnement électromagnétique haute fréquence et plus particulièrement celui du traitement de signaux de dispositifs de détection de rayons X ou gamma. Elle prévoit une méthode améliorée de numérisation d'un signal de détection sous forme d'impulsions issues d'un détecteur de rayonnement électromagnétique ainsi qu'un dispositif de numérisation d'un signal de détection. L'invention trouve des applications notamment dans le domaine de l'imagerie spectrométrique, en particulier pour la médecine nucléaire, la scintigraphie ou la tomographie photonique. Dans le domaine de la spectrométrie X ou gamma, une chaîne de traitement électronique permet de former un spectre à partir de signaux fournis par un ensemble de détecteurs. Chaque signal issu d'un détecteur est sous forme d'une impulsion d'une amplitude proportionnelle à l'énergie de photons captés par ce détecteur. Ce signal analogique est amplifié, mis en forme, puis converti en valeur numérique. Il existe des dispositifs de numérisation dans lesquels on effectue un codage de l'amplitude des impulsions. Ces dispositifs comprennent au moins un convertisseur analogique numérique CAN lent ayant par exemple un temps de conversion de l'ordre 1 MS/s mais ayant une précision élevée et qui peut être typiquement supérieure à 14 bits. Des convertisseurs à rampe ou à approximation successives peuvent être utilisés pour effectuer cette numérisation. Avec une telle méthode de numérisation, on ne dispose que d'une seule information d'amplitude par impulsion ce qui ne permet pas de mettre en oeuvre une analyse fine du signal détecté. Il existe également des dispositifs de numérisation synchrones dans lesquels on échantillonne directement un signal sous forme d'impulsions à haute fréquence, à la sortie d'un préamplificateur ou après un filtre de conditionnement. Dans ce type de dispositif, les convertisseurs analogiques numériques utilisés peuvent être plus rapides et moins précis. Cependant, ce type de dispositif, lorsqu'il est mis en oeuvre pour un nombre de voies de détection important, entraine une consommation élevée. Des systèmes de conversion analogique-numérique synchrones utilisant par exemple un convertisseur à rampe, ou un convertisseur à approximations successives, et delta-sigma, dans lesquels on compare un signal à coder à un signal estimé, cette comparaison permettant ensuite d'encadrer le signal entre deux enveloppes, sont également connus. Les signaux issus de détecteurs de rayons X ou gamma étant généralement des signaux transitoires sous forme d'impulsions représentatives d'événements rares et rapides, il peut s'avérer plus efficace pour effectuer une numérisation d'utiliser des convertisseurs analogique-numérique asynchrones. Le document Un tel dispositif permet une conversion rapide mais nécessite une mise en oeuvre d'un nombre relativement important de comparateurs, ce qui entraine un encombrement et un coût importants. Le document Le document Le document Le document Ainsi les systèmes de conversion analogique numérique existants ont l'inconvénient d'être soit lents et imprécis, soit consommateurs en ressources ou en puissance. Il se pose le problème de trouver un nouveau système de conversion analogique numérique, adapté à la conversion de signaux de détection issus de détecteurs de rayonnement électromagnétique ionisant, tel qu'un rayon X ou un rayon gamma et qui soit amélioré vis-à-vis des inconvénients évoqués ci-dessus. La présente invention concerne un dispositif de numérisation ou d'échantillonnage d'un signal de détection issu d'un détecteur de rayonnement électromagnétique ionisant, en particulier d'un détecteur de rayons X ou gamma, dont l'énergie est comprise entre quelques eV et quelques MeV, et principalement entre 1 keV et 2 MeV. Ce dispositif comprend un comparateur agencé de manière à recevoir sur une première de ses entrées, un premier signal dit « signal de détection » sous forme d'au moins une impulsion issue du détecteur, et à délivrer, en fonction d'une comparaison avec un deuxième signal appliqué à une deuxième de ses entrées, un signal de sortie à deux états. Ce dispositif comprend également des moyens de commande dudit deuxième signal, formant une boucle de rétroaction, le deuxième signal étant délivré à ladite deuxième entrée et dépendant dudit signal de sortie dudit comparateur, de sorte que le sens de variation dudit deuxième signal est fonction de l'état dudit signal de sortie dudit comparateur, les moyens de commande comportant en outre un filtre dit « de lissage ». Le dispositif de numérisation suivant l'invention comprend en outre : des moyens d'estimation du deuxième signal à l'aide d'instants de basculement dudit signal de sortie du comparateur et des paramètres dudit filtre de lissage. Parmi les paramètres donnés utilisés pour réaliser cette estimation peut figurer au moins une constante de temps du filtre. Selon une possibilité de mise en oeuvre, le dispositif de numérisation peut comprendre en outre :
Les moyens de commande peuvent comporter des moyens de séquencement, pour autoriser la numérisation dudit premier signal durant une durée donnée Tsamp. Les moyens de commande peuvent comprendre en outre, entre la sortie du comparateur et ledit filtre de lissage : un bloc numérique ayant une sortie variant entre un état de haute impédance et un état de basse impédance en fonction de l'état desdits moyens de séquencement. Le bloc numérique peut comprendre :
Les moyens de séquencement peuvent comprendre au moins un multivibrateur monostable ou une machine d'états. Les moyens d'estimation peuvent être sous forme d'un circuit numérique, FPGA, ou microprocesseur, ou ASIC. Le filtre de lissage peut être sous forme d'un filtre passe-bas analogique ou numérique. Les moyens de commande peuvent comprendre un noeud connecté à ladite deuxième entrée, le noeud étant connecté à :
Selon une possibilité de mise en oeuvre, les moyens d'estimation peuvent produire un signal discret, le dispositif de numérisation comprenant en outre : des moyens d'interpolation pour réaliser une interpolation dudit signal discret. La présente invention concerne également un dispositif détecteur de rayonnement électromagnétique ionisant, en particulier de rayonnement X ou gamma, comprenant un dispositif de numérisation tel que défini plus haut. La présente invention concerne également procédé de numérisation d'un signal de détection issu d'un détecteur de rayonnement électromagnétique ionisant, comportant des étapes consistant à :
Le procédé peut comprendre en outre des étapes consistant à :
La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description d'exemples de réalisation donnés, à titre purement indicatif et nullement limitatif, en faisant référence aux dessins annexés sur lesquels :
Des parties identiques, similaires ou équivalentes des différentes figures portent les mêmes références numériques de façon à faciliter le passage d'une figure à l'autre. Les différentes parties représentées sur les figures ne le sont pas nécessairement selon une échelle uniforme, pour rendre les figures plus lisibles. Un exemple de dispositif de numérisation ou d'échantillonnage suivant l'invention, appartenant ou associé à un dispositif microélectronique de détection de rayonnement électromagnétique, et en particulier un dispositif détecteur de rayonnement X ou γ, est illustré sur la Le dispositif électronique de détection comprend au moins un détecteur 100 formé d'un matériau dans lequel le rayonnement ionisant interagit, chaque interaction produisant des porteurs de charges, ces derniers étant collectés par des électrodes disposées sur une face dudit matériau détecteur. En sortie du détecteur, un étage 102 d'amplification comprenant par exemple un amplificateur de charge CSA (CSA pour « Charge Sensitive Amplifier »), et un étage 104 de filtrage comprenant par exemple un filtre passe bande peuvent être prévus, afin, respectivement, d'amplifier le signal détecté et de conserver les fréquences d'intérêt dans lesquelles le rapport signal sur bruit est maximal. Le dispositif de numérisation comprend tout d'abord des moyens formant un comparateur 110 dont une première entrée, par exemple son entrée non-inverseuse est placée en sortie de l'étage 104 de filtrage. Ainsi, un signal de détection amplifié et filtré SA est injecté en entrée du comparateur 110. Ce signal de détection SA peut être un signal transitoire, sous forme d'une impulsion par exemple du type de celle dont une courbe représentative C10 est donnée sur la Sur la deuxième entrée du comparateur 110, par exemple son entrée inverseuse, un signal SF issu d'un bloc analogique 130 faisant partie d'une boucle de rétroaction connectée à la sortie du comparateur 110 est appliqué. Un exemple de courbe C20 représentative du signal SF analogique issu dudit bloc analogique 130 est donné sur la Ainsi, le signal analogique SF appliqué en entrée inverseuse du comparateur 110 tient compte de variations passées du signal SA de détection amplifié et filtré. Suivant, le résultat de la comparaison SA - SF effectuée par le comparateur 110, le signal SB délivré en sortie de ce dernier peut adopter un premier état, par exemple un état haut ou un deuxième état, par exemple un état bas. Un exemple de représentation C30 du signal délivré en sortie du comparateur 110 en réponse aux signaux représentés par les courbes C10 et C20 respectivement en entrée non-inverseuse et en entrée inverseuse, est également donné sur la Le signal SB numérique de sortie du comparateur 110 sert de signal d'entrée à un bloc numérique 120 appartenant à la boucle de rétroaction entre la sortie et l'entrée inverseuse du comparateur 110. Ce bloc numérique 120 peut être formé d'une porte logique 122 3 états dont l'entrée peut être connectée à la sortie du comparateur 110 et qui est destinée à être activée ou désactivée en fonction de l'état d'un signal d'activation SC délivré par un bloc 124 de séquencement, le signal d'activation SC dépendant lui-même du signal SB de sortie du comparateur 110. Selon un exemple, la porte 122 peut être activée lorsque le signal SC est à un état haut, tandis qu'elle est désactivée lorsque le signal SC est à un état bas. Le bloc 124 de séquencement peut être par exemple prévu pour délivrer un signal d'activation de la porte 122 en fonction de changements d'états du signal SB de sortie du comparateur 110. Le bloc 124 de séquencement peut être par exemple réalisé à l'aide d'un multivibrateur monostable déclenché par exemple par un front montant de SB alors que sa sortie SC est à l'état bas. Par front montant de SB, on entend un changement d'état, d'un état bas vers un état haut du signal SB numérique en sortie du comparateur 110. Le bloc 124 de séquencement permet de maintenir, via la sortie SC, la porte 122 activée durant une durée donnée Tsamp. La durée Tsamp, durant laquelle la porte 122 est activée, est comparable à la durée de l'impulsion que l'on souhaite numériser. La durée Tsamp peut être comprise par exemple entre 10 ns et 10 µs selon le détecteur 100 et le filtre 104 utilisés. Selon une autre possibilité, le bloc 124 de séquencement peut être mis en oeuvre à l'aide d'un circuit logique formant une machine à états permettant d'émettre en sortie un signal d'activation pendant une période donnée Tsamp ou une durée prédéterminée donnée Tsamp suite à une détection d'un basculement lorsque l'amplitude du signal SA devient supérieure à celle du signal analogique SF alors que la sortie de la machine à états est à l'état bas. Cette période donnée Tsamp ou durée donnée Tsamp (indiquée sur la Le dispositif d'échantillonnage peut être ainsi prévu de sorte qu'en dehors de la période d'échantillonnage TSAMP le bloc numérique 120 est au repos. Si ce bloc est réalisé par exemple en technologie CMOS, sa consommation est alors minimale en dehors de la période d'échantillonnage. A l'issue de la période donnée Tsamp, la porte 122 est de nouveau désactivée. Par « désactivée », on entend que quelque soit le signal de sortie SB du comparateur 110 appliqué en entrée de la porte 122, la sortie D de cette dernière est inchangée et mise par exemple dans un état de haute impédance. A l'issue d'une période d'échantillonnage, on peut maintenir le bloc numérique au repos durant une période Tinhib, préalablement déterminée. Cela peut être réalisé en disposant un multivibrateur monostable supplémentaire (non représenté), désactivant le bloc 124 durant une durée Tinhib, lorsque le signal SC passe de l'état 1 à l'état 0, et cela indépendemment de SB. Le passage du signal SC de l'état 1 à l'état 0 correspond à la désactivation de la porte 122 précédemment évoquée. Lorsque la porte 122 est « activée » pendant la période donnée Tsamp, l'état de la sortie D de cette dernière dépend de celui du signal de sortie SB du comparateur 110. Le fonctionnement de la porte 122 peut être tel que lorsqu'elle est activée, par exemple par un état haut du signal SC en sortie du bloc 124, sa sortie est mise dans un état « bas » lorsque le signal SB est à l'état « bas » et sa sortie est mise dans un état « haut » lorsque le signal SB est à l'état « haut ». La porte 122 forme ainsi des moyens commutateurs dont l'activation est commandée par le signal d'activation SC et dont l'état, lorsque ces derniers sont activés, est fonction de celui du signal SB. La porte 122 est par exemple constituée par des portes logiques CMOS. Dans cet exemple, la sortie D du module numérique 120 constitue une entrée du bloc analogique 130 délivrant le signal en entrée inverseuse du comparateur 130 et complétant la boucle de rétroaction. Le bloc analogique peut être formé de moyens réalisant un filtre de lissage du signal délivré à la sortie D du module numérique, par exemple un filtrage passe bas. Le signal délivré à la sortie D du module numérique correspond à la sortie de la porte 122, cette dernière dépendant de la sortie SB du comparateur 110. Ainsi, de façon générale, le bloc analogique 130 permet d'effectuer un lissage du signal de sortie du comparateur SB. Un tel lissage peut être obtenu à l'aide d'un filtre RC. Le bloc analogique 130 peut comprendre un noeud F relié à l'entrée inverseuse du comparateur 110 et auquel des moyens formant un condensateur C également relié à un potentiel de masse GND ou Vss peuvent être connectés. Des moyens réalisant une première résistance R1 sont formés entre la sortie D du module numérique 120 et le noeud F, tandis que des moyens formant une deuxième résistance R2 sont prévus entre un noeud E mis à un potentiel VE et le noeud F. Lorsque la sortie D est placée en mode haute impédance, le signal Sc étant à 0 ou à un état bas, la constante de temps du filtre de lissage est : 1/R1C. Lorsque la sortie D est placée en mode passant, le signal Sc est à 1 ou à un état haut, la constante de temps du filtre de lissage est : 1/R2C. Les valeurs de la première résistance R1, de la deuxième résistance R2, et de la capacité C, peuvent être prévues en fonction d'une prédiction ou d'une estimation du signal SA délivré en entrée non-inverseuse du comparateur 110, et en particulier d'une estimation de sa pente. Plus précisément, le lissage est effectué de tel sorte que la pente du signal de rétroaction, après lissage, est supérieure à la pente maximale de l'impulsion reçue en entrée du dispositif et que l'on souhaite numériser. Sa pente doit être par exemple être comprise entre 1+ε avec ε par exemple appartenant à ]0;1[ et 2 fois la pente maximale de l'impulsion à numériser. Par signal de rétroaction, on entend le signal SF appliqué à l'entrée inverseuse du comparateur 110 lors de l'échantillonnage lorsque le signal Sc = 1 ou est à l'état haut. Il s'agit du signal que l'on applique à l'entrée inverseuse du comparateur 110 sous l'effet du basculement de ce dernier. Dans cet exemple, ce signal est commandé par la porte 122. Le potentiel VE est un potentiel fixe, permettant d'établir une valeur V1 de départ du signal VF en entrée inverseuse du comparateur 110, lorsque la sortie D du module numérique est en haute impédance avant que ne débute l'impulsion. Cette valeur V1 est prévue de sorte à empêcher un basculement intempestif de la sortie du comparateur avant le début de l'échantillonnage de l'impulsion. Ainsi, on peut prévoir des valeurs pour R1, R2, et C, à partir d'une estimation préalable de la rampe ou pente d'un signal destiné à être détecté. Par exemple, pour un signal tel que celui illustré par la courbe C10 sur la La première résistance R1 peut être prévue supérieure à la deuxième résistance R2. La première résistance R1 peut être prévue par exemple de l'ordre de 100 k tandis que la deuxième résistance R2 peut être prévue par exemple de l'ordre de 20 K , la capacité C étant par exemple de l'ordre de 10 pF. Le filtre passe bas peut avoir une première constante de temps τ1 dite « lente » et de l'ordre de R1*C lorsque la sortie D du module numérique 120 est en basse impédance du fait par exemple d'un état haut du signal SC d'activation lorsque la porte 122 3 états est active. Le filtre passe bas peut également avoir une deuxième constante de temps τ2 dite « rapide » et de l'ordre de R2*C lorsque la sortie D du module numérique 120 est en haute impédance du fait d'un état bas du signal SC lorsque la porte 122 3 états est inactive. Le fait d'avoir une constante de temps τ2 rapide permet à l'entrée inverseuse de retrouver l'état de repos V = VE rapidement après la fin de la période d'échantillonnage. La période d'inhibition Tinhib préalablement décrite peut être définie en fonction de cette constante de temps τ2 rapide. Selon une variante, les constantes de temps τ1 et τ2 peuvent être du même ordre de grandeur. Ainsi, d'une façon générale, le dispositif de numérisation peut commuter d'un mode « inactif », ou « inhibé », à un mode « actif », ou de « numérisation », sous l'effet du commutateur 122, comme cela est illustré sur les Lorsque le dispositif est inhibé, l'entrée non inverseuse du comparateur 110 est connectée à un potentiel fixe VE tandis qu'en mode numérisation, l'entrée non inverseuse est reliée à la sortie du comparateur 110, par l'intermédiaire du filtre de lissage. Ce filtre de lissage peut être analogique, comme dans l'exemple donné précédemment, ou, selon d'autres possibilités, être numérique ou comprendre une partie numérique et une partie analogique. L'échantillonnage du signal SA peut être tel que les valeurs de ce dernier qui sont capturées le sont de manière irrégulière et correspondent à des instants du signal SA où ce dernier est égal au signal analogique SF. Sur la Ces points de croisement sont les points d'échantillonnage du signal de détection SA que le dispositif suivant l'invention permet de déterminer ou d'évaluer. Ces points d'échantillonnage pk correspondent à au moins un temps de propagation près aux instants de basculement tk du signal SB en sortie comparateur. Ce temps de propagation peut être par exemple de 10 ns. Ainsi, les instants de basculement du comparateur 110, déterminés par les variations du signal SB en sortie comparateur, peuvent être exploités pour déterminer les instants tk où l'amplitude du signal de détection SA est égale à celle du signal SF (la courbe du signal de détection SA et la courbe du signal analogique SF de rétroaction se croisant aux instants tk indiqués sur la Un registre à décalage ou un compteur peut être éventuellement utilisé pour permettre de stocker éventuellement un historique des instants de basculement du comparateur 110. Autrement dit, d'une façon générale, au cours de l'échantillonnage du signal SA délivré par le détecteur, on enregistre les instants de basculement du comparateur 110, ces derniers correspondant aux instants auxquels la valeur de l'impulsion SA est égale au signal de rétroaction SF appliqué au comparateur, ce dernier étant généré à chaque basculement du comparateur. Comme cela est illustré sur la A un point p0, la valeur du signal SA dépasse un seuil V1, ce qui active la numérisation. La boucle de rétroaction fait croître le signal SF de rétroaction appliqué à l'entrée non inverseuse du comparateur 110 sous l'effet d'un état haut en sortie du comparateur SB. A un instant t1 (point p1), l'amplitude du signal de rétroaction devient égale à celle du signal de détection SA. Un basculement du comparateur 110 est alors déclenché et le signal de sortie SB du comparateur 110 passe à l'état bas. Après cet instant t1, l'amplitude du signal SA est inférieure à celle du signal SF. La pente du signal SF de rétroaction atteint ensuite un maximum local (point P'1), puis décroit. Le décalage temporel entre l'instant t1 et le maximum local du signal de rétroaction lui succédant correspond au délai δT de la boucle de rétroaction. A un instant t2 (point p2 de croisement entre C100 et C200), le signal SF de rétroaction et le signal de détection SA ont des amplitudes égales, le signal de sortie SB du comparateur 110 passant à l'état haut. Après cet instant t2, l'amplitude du signal SF est inférieure à celle du signal de détection SA, le signal SF atteignant tout d'abord un minimum local (point P'2), puis augmentant. Le décalage temporel entre l'instant t2 et le minimum local du signal de rétroaction correspond au délai δT de la boucle de rétroaction. A un instant t3 (point p3 de croisement entre C100 et C200) le comparateur 110 bascule et son signal de sortie SB passe à l'état bas. De ce fait, la pente du signal de rétroaction SF diminue, ce signal atteignant un maximum local (point P'3), puis diminue. Le décalage temporel entre l'instant t3 et le maximum local point P'3 du signal de rétroaction lui succédant correspond au délai δT de la boucle de rétroaction. D'une façon générale, le signal de rétroaction SF commandé par le basculement du comparateur 110, encadre le signal de détection SA, à numériser en étant commandé par la sortie du comparateur, la pente, ou sens de variation, du signal de rétroaction augmentant lorsque SF < SA et diminuant lorsque SF > SA. Les valeurs d'amplitude du signal de détection SA correspondant aux instants de croisement entre SA et le signal SF peuvent être déterminés à l'aide de moyens d'estimation 140 sous forme d'un module numérique 140. Ces moyens d'estimation 140 comprennent des moyens de calcul utilisant une estimation de ces instants de croisement et permettant d'effectuer un calcul de l'équation différentielle du premier ordre suivante : On va à présent décrire des étapes u procédé d'échantillonnage ou de numérisation mis en oeuvre suivant l'invention: On extrait des temps ou instants de basculement tk du comparateur, par exemple sous la forme d'un signal SG. On effectue ensuite une reconstruction numérique du signal SF. Pour cela, on effectue une estimation du signal SF à l'aide du signal SB, des temps de propagation des différents composants de la boucle de rétroaction et de la connaissance des paramètres du filtre de lissage et en particulier de sa constante de temps. Le délai entre un instant où les signaux SF et SA sont égaux déclenchant le basculement du comparateur et une inflexion du signal SF suivant cet instant correspond à un temps de propagation δT ou temps de réponse de la boucle de rétroaction. Cette reconstruction numérique permet de produire un signal numérique discret SF'. La reconstruction numérique peut être effectuée à l'aide d'un circuit numérique de calcul, comprenant par exemple un microprocesseur, ou un FPGA (FPGA pour « field programmable gate array » ou réseau de portes programmables in situ) ou un ASIC (pour « Application-Specific Integrated Circuit, ou « circuit intégré propre à une application »). Ainsi, la reconstruction du signal SF est obtenue en connaissant la réponse de la boucle de rétroaction à chaque déclenchement du comparateur 110. Ensuite, on peut réaliser une mémorisation du signal numérique SF' aux instants de basculement tk constituant le signal SG, ces derniers pouvant être corrigés en fonction du temps de basculement du comparateur. On peut ensuite effectuer une interpolation entre les différents signaux mémorisés lors de l'étape précédente. |
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