具有负载补偿的高效率线性功率放大器 |
|||||||
| 申请号 | CN200680054908.4 | 申请日 | 2006-06-09 | 公开(公告)号 | CN101461132A | 公开(公告)日 | 2009-06-17 |
| 申请人 | 艾利森电话股份有限公司; | 发明人 | T·利乔恩; | ||||
| 摘要 | 本 发明 解决了扩展动态功率范围的问题，其中 放大器 对于完全输入幅度摆动以改进的效率线性地工作。按照本发明，上述的问题是通过改变负载值而改变传递到负载的功率，和仍旧保持放大器处在它的线性条件而被解决的。本发明使得放大器能够在较宽的功率范围内保持高效率。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种用于通过跟踪对于被馈送到至少一个放大器(420)的驱动信号 (Sin)的幅度的负载的可变阻抗而线性放大驱动信号(Sin)的方法，所述至 少一个放大器能够生成和馈送功率放大的输出信号(Sout)到所述负载 (RLtot)，其特征在于以下步骤： |
||||||
| 说明书全文 | 技术领域本发明总的涉及功率放大器和放大方法，更具体地，涉及高效率功率 放大器。 背景技术功率放大器(PA)被使用于各种各样的通信和其它电子应用。功率放大 器设计的主要考虑是它的效率。通常希望线性功率放大器以高度有效的 方式放大射频(RF)信号。高效率通常是想要的，以便减小便携式设备中 电池消耗和被耗散为热量的功率量。线性度通常也是想要的，以使得例 如放大的信号不包含失真和不扩展到邻近的频谱，在其中它会造成对于 正在进行的通信的干扰。 然而，在最大效率与高线性度之间要有折衷。具体地，效率通常与输 入驱动电平成比例，而高效率通常直到放大器接近它的最大输出功率时 才达到，这时线性度被大大地恶化。而且，在功率放大器被具有可变幅 度的输入信号驱动的场合下，传统的AB类或B类功率放大器，例如， 必须典型地工作在或接近于大大地低于它的饱和电平的平均功率电平 上，以便接纳峰值输入信号摆动。结果，效率受到损害。 传统的线性RF功率放大器的效率随信号幅度(包络)而变化，导致相 当低的平均效率，特别是当峰值对平均值的比值是高时。例如，对于具 有10dB的峰值对平均值的比值的瑞利(Rayleigh)包络(多载波)信号，理 想的A类和B类的平均效率仅仅分别是5％和28％。已经开发了用于高 效线性放大器的各种技术(例如，Kahn.Chiereix和Doherty)，但它们在 带宽或其中效率被改进的动态范围方面受到限制。 图1是示意地图示具有栅极(G)、漏极(D)和源极(S)的MOSFET AB类 放大器的电路图。放大器被提供以电源电压VDD，以及它在栅极G上接 收输入信号Sin。电流iDS从漏极流到源极，取决于栅极源极电压vGS和 漏极源极电压vDS。所述放大器参数，连同输入信号Sin(t)一起，将控制 被传递到电阻负载RL的电流iD，电阻负载RL被连接到所述漏极。从所 述负载传递的输出功率Pout取决于iD。 放大器电路的电压电流特性图示于图2a。横坐标表示漏极-源极电压， 纵坐标表示输出电流。在本例中，漏极源极电压的峰值是2VDD，输出 电流的峰值是iD＝VDD/RL，其中VDD是电源电压和RL是负载的电阻。所 述峰值规定具有斜率-1/RL的负载线的两个数值。标记为vGS＝5下降到 vGS＝0的虚线曲线规定输出电流iD作为vDS和对于vGS的所指示的值的函 数。正如本领域技术人员已知的，放大器电路可以在两个不同的模式或 区域，活动区域和饱和区域中工作。两个区域用虚点划线表示。当沿驱 动信号，即驱动信号，所述信号的幅度摆动位于活动区域内，则放大器 的响应将是线性的，即，在驱动信号的幅度与输出信号的幅度之间的关 系是线性函数。然而，在饱和区域中，所述关系不是线性的。正如熟知 的，这种非线性函数具有许多严重缺点。 图2b是图示驱动信号Sin(t)，例如射频(RF)信号，的幅度的想象的变 化的图。对于RF信号，峰值对平均值摆动可以高达7-10dB，如果摆动 是高的，超过某个幅度电平Alimit，以及输入电压被后退(back off)， 则放大器开始在饱和下工作，以及输出将变为非线性的。所以，希望增 加动态功率范围，在其中放大器对于全部输入幅度摆动以改进的、最大 的效率线性地工作。 发明内容按照本发明的一个方面，上述的问题是通过改变负载值而改变传递到 负载的功率和仍旧保持放大器处在它的线性条件而被解决的。 这个解决方案是按照本发明通过使得放大器从输入到输出具有几乎 线性特性和使用阻抗调谐器在每个输入功率电平上向放大器动态地给 出最佳值RL而达到的。这使得放大器能够在更宽的功率范围上保持它 的最佳效率。 按照本发明的方法由在独立权利要求1中阐述的特征特性限定。 按照本发明的放大器系统由在独立权利要求6中阐述的特征特性限 定。 按照本发明的无线电终端由在独立权利要求14中阐述的特征特性限 定。 本发明的方法、放大器系统和无线电终端的不同实施例分别由从属权 利要求2-5，7-13和15-17限定。 这是当输入信号在A类、AB类和F类和推挽B类的输入端处被后退 时提高作为几乎线性的放大器工作的放大器的效率的方法。只要对于每 个功率电平可以把最佳负载和输入驱动功率呈现给放大器，效率就可以 保持在高水平上。 附图说明 下面参照附图更详细地描述本发明，其中： 图1是图示按照现有技术的AB类放大器的电路图； 图2a是图示图1的放大器电路的理论vi特性的图； 图2b是图示驱动信号Sin(t)，例如射频(RF)信号，的幅度的想象变化 的图； 图3a是分别示出漏极效率和输出功率理论上如何分别依赖于负载变 化，漏极效率特性(实线曲线)η和负载功率曲线(点线曲线)PL的图； 图3b是图示负载变化如何影响负载线的斜率的图； 图3c是示出输出负载PL作为输入功率Pin的函数的图； 图4a是示出按照本发明的方法的流程图； 图4b是示出按照本发明的放大器系统的优选实施例的框图； 图4c是示出负载跟踪装置的优选实施例的框图； 图4d是示出按照本发明的放大器系统的另一个实施例的框图； 图4e是示出无损阻抗调谐器的框图； 图5是示出阻抗调谐器的可变负载作为控制电压vcntrl的函数的图； 图6是图示包括发明的放大器系统的移动无线电终端的框图； 图7是图示包括按照本发明的放大器系统的基站配置和卫星系统的框 图。 具体实施方式下面，提到多个电信标准，并用首字母缩略词和/或缩略词代表，诸如 3G(第三代)、4G(第四代)、HSDPA(高速下行链路分组接入)、GSM(全 球移动通信或电信系统)、EDGE(用于全球演进的增强的数据速率)、 GPRS(通用分组无线服务)、UMTS(通用移动电信系统(服务))、 WCDMA(宽带码分多址)、和CDMA(码分多址)。应当看到，本发明不 仅仅限于上述的标准，而是本发明还可应用于通常在介质上的模拟和数 字信息传输和在无线电信内的其它未提到的密切有关的标准。 如上所述，本发明总的涉及功率放大器和放大方法，更具体地，涉及 高效功率放大器。为了在理论上说明漏极效率和输出功率分别如何依赖 于负载的变化，在图3a上分别图示漏极效率特性(实线曲线)η和负载功 率曲线(点线曲线)PL。例如，AB类放大器具有60％的最大效率η，其中 ＝PL/PIN(PIN是电源功率)。功率PL输出随增加RL而渐近地减小。放大器 的漏极效率η从零增加到在RL＝Rη处的最大效率。当如A类、AB类、推 挽B类、和线性F类那样的线性功率放大器接近于饱和工作时，效率处 在它的最大值水平。然而，对于增加负载RL，效率将慢慢降低。 按照本发明的发明性概念是调节负载RL到输入功率电平，它依赖于 输入驱动信号的幅度，由此保持线性度和高效率。负载RL的调节也就 引起负载线的斜率改变，这将在下面参照图3b-3c讨论。 在图3b上，图示包括具有不同的斜率的两条理论负载线的放大器电 路的电压电流特性。如果负载从R2改变到R1，其中R1 最大效率是想要的，但线性度是必须的。本发明概念是放弃某些效率 以保证线性度。本发明概念可被描述为放大器的负载通过使用偏移调节 的输入功率值而被调谐和跟踪，导致输入功率Pin之间的线性依赖性。 如图3c所示，输出功率PL在饱和停止Pinsat时被限于来自最大值PLmax， 值ΔPL对应于输入功率的减小ΔPin。效率η的损失然后是ηloss＝ΔPL/ΔPin。 按照本发明，见图4a-4e，所述概念是通过放大器系统和方法达到的， 其中负载的可变阻抗是对于被馈送到包括至少一个放大器的放大器系 统的驱动信号的幅度被跟踪的。所述系统正生成和馈送功率放大的输出 信号到所述负载，包括以下步骤： -确定与驱动信号的包络/幅度有关的瞬时值(步骤402)； -通过使用偏移值Soff和瞬时值确定调节的值(步骤404)； -生成依赖于调节的值的控制信号(vcontrol)，用于控制和调节可变的负 载阻抗(步骤406)； -藉助于所述控制信号调节可变负载阻抗(步骤408)。 本发明方法的步骤被图示于图4a，并将在下面进一步描述。 图4b示出了按照本发明的、包括负载跟踪装置410的放大器系统400。 该系统可被使用于在蜂窝移动无线电信网络中要通过空中接口发送的 信号(特别是在GHz频带中调制的射频(RF)信号)的功率放大，这将参 照图6和7进一步描述。这样的电信网被设计成支持多个不同的电信标 准的至少一个标准，诸如EDGE，3G，4G，HSDPA等等。本发明因而 可以适用于电信网的基站中的发射机的功率放大。 放大器系统400包括至少一个线性功率放大器420。当输入信号的摆 动的一部分出现在放大器的非线性饱和区域时，有时必须回退输入信号 或驱动信号。然而，系统将损失效率。这样的放大器的例子是A类、AB 类和F类和推挽B类放大器。到系统400的驱动信号Sin(t)在被线性功 率放大器420放大和作为功率放大器信号Sout被引导到负载阻抗440， 例如天线--这里被表示为RL--之前，通过调制器450被调制在具有频率 ωc的载波上。 为了克服所述功率放大器的降低效率问题，在放大器420与固定的负 载RLfix 440之间提供了阻抗调谐器430，它提供可变的阻抗的负载 Zvar＝Rvar。放大器把输出信号Sout馈送给调谐器430和负载RL。如果调 谐器是无损的，则调谐器的负载是电阻性的，以及输出信号Sout将不失 真。阻抗调谐器优选地是无损的，但也有可能使用给出可忽视的功率损 耗的低损耗阻抗调谐器。按照本发明的阻抗调谐器的功能是在每个功率 电平上动态地提供最佳值RLtot＝RLfix+Rvar给放大器。通过调节可变的 负载Rvar，放大器420在更宽的功率范围内保持最佳效率。所述阻抗调 谐器的实施方案参照图4c下面在本技术说明书中进一步给出。 阻抗调谐器430的可变的负载Rvar将被由负载跟踪装置410生成的负 载控制信号vcntrl控制，现在将参照图4更详细地描述负载跟踪装置410。 负载跟踪装置410包括数学算子装置412、偏移值装置414、查找表 LUT 416和控制信号生成装置418。驱动信号Sin(t)将被用作为到负载跟 踪装置410的输入信号。所述驱动信号的瞬时幅度或包络将以以下的方 式被处理，用来生成负载控制信号vcntrl，用于控制阻抗调谐器430。驱 动信号Sin的瞬时幅度值Ain首先被数学算子装置412处理，该数学算子 装置412产生驱动信号的绝对值abs(Sin)。所述操作可以通过变换装置执 行，变换装置把直角坐标变换成极坐标，即，径向坐标和角坐标。径向 坐标对应于驱动信号的幅度。角坐标将不被使用。 这个绝对值被Sin的预先确定的和预先存储的最大值相除，以确定在 间隔[0，1]中的标称值Snom＝(abs(Sin)/max abs(Sin))2。标称值Snom对应于 LUT 416的存储的值。这样的Snom值的例子被表示在图4c的LUT中。 在同一个LUT 416中，表示输出电压步骤1-512。每个Snom值相应于输 出步骤和对应的希望的PL。对于由LUT接收的每个输入值，对应的输 出电压步骤将被馈送到LUT的输出端和由控制信号生成装置418读出。 按照本发明，标称值Snom此后藉助于偏移值装置414被调节，它将产 生查找表LUT输入值SLUT。取决于预先设置的偏移值Soff，将有可能增 加或减小SLUT。所述操作将对应于在LUT 416中预定数目的步骤中输出 电压的改变。因此，由以下公式定义的偏移过程是可能的： SLUT＝Snom+Soff 藉助于偏移调节公式，有可能在查找表416中确定正确的负载跟踪控 制电压vcntrl。负载跟踪信号vcntrl控制阻抗调谐器430，该阻抗被调谐到 阻抗值RLfix，用于在每个功率电平上提供最佳值RLtot＝RLfix+Rvar给放大 器420。 所述控制信号依赖于调谐器的设计。在本实施例中，控制信号是直流 信号，该直流电压依赖于LUT的第二列中的值。 LUT设备416和如何编程与操作，被认为对于本领域技术人员已知的。 偏移值装置414可被实施为加法器/减法器装置，然而，可以使用其它数 学处理过程。本领域技术人员还将能够设计控制信号生成装置418，例 如通过使用电压源和晶体管电路控制传递的电压vcntrl以相应于来自 LUT 416的输出。 无损阻抗调谐器430的实施例在图4e中给出，其是电路图。阻抗调 谐器的使用和控制是本领域技术人员例如早先从文献，Frederick H.Raab， “High-Efficiency Linear Amplification by Dynamic Load Modulation”， pp.1717-1720，2003 IEEE MTT-S Digest中已知的。现在的阻抗调谐器430 是可调谐的滤波器装置，它包括具有恒定阻抗Z0的传输线435和二极管 装置431。二极管装置包括两个二极管432和433，这里是变容二极管， 它们的阴极如图所示地连接。两个二极管以相反方向被充电，第一个二 极管通过直流偏置源434，而第二个二极管通过地电位。它们的阴极被 连接到用于控制电压vcntrl的输入端，该控制电压将能够控制二极管的二 极管电容。通过控制二极管电容，有可能调节阻抗，以补偿依赖于当前 的功率电平的电抗效应，因此在放大器输出的每个功率电平上达到纯最 佳电阻负载Rvar。在本实施例中，变换装置产生输入控制电压vcntrl。 图5是示出阻抗调谐器的可变负载Rvar作为控制信号vcntrl的函数的 图。负载控制信号函数是线性的，该曲线具有负的斜率。vcntrl的一步长 的修改(例如，如图所示，从1到2)将造成可变的负载阻抗ΔRvar的修改。 如果ΔRvar变为等于零，则总的负载RLtot＝RLfix。vcntrl的步长被存储在LUT 中，以及电压步长的大小和它们的对应的电压由电压生成器418规定。 图4d是示出按照本发明的放大器系统的另一个实施例的框图。这个 第二实施例不同于所描述的第一实施例。现在将仅仅对于多个特征描述 优选实施例。剩余的部分在所述优选实施例中描述。在第二实施例中， 调制器装置450和用来把直角坐标变换成极坐标的变换装置(在优选实 施例中位于数学算子装置412内)集成在一起。如果调制器450用作为异 相放大器系统，则这是实际的。驱动信号的径向分量r(t)被生成和被馈 送到放大器420，用于放大。所述径向分量因此可被负载跟踪装置410 中的数学算子装置412使用，负载跟踪装置的其它装置414，416，418如 上所述地工作。而且，在放大器420之前可以连接数字预失真(DPD)块 460。所述块被使用来提高所使用的放大器在数字域中的线性度。另外， 固定的负载RLfix可以与阻抗调谐器集成，并且被实施为一个块RLtot 430。 本领域技术人员必须注意到，负载跟踪装置410和阻抗调谐器430可 以被实施为一个单个功能块。 所描述的本发明的放大器系统有可能以不同的方式集成在ASIC上。 本发明优选地适配于在无线电终端中，例如在蜂窝移动无线电信系统 的移动无线电终端或基站中或在卫星系统内被使用。 图6是包括基站620(节点B)的WCDMA网络结构600的示意图。 该网络包括其上连接多个无线电网络控制器610(RNC)的核心网605，和 其它网络608，例如公共交换电话网(PSTN)、公共数据网、互联网、综 合服务数字网(ISDSN)、其它公共地面移动网(PLMN)、卫星电信系统等 等。RNC 610控制至少一个专用节点B 620(在GSM网络中的基站)。RNC 620控制和操纵在节点B 620(被连接到RNC)与诸如无线手机终端630 的用户单元之间的通过空中接口的上行链路和下行链路通信。节点B包 括，除了其它单元以外(未示出)，基带单元622、无线电单元624、滤波 器单元626和天线系统628。基带单元622把数字消息变换成I和Q向 量，它们被传送到无线电单元624。在无线电单元中，所述向量被调制 在载波上，导致信号Sin。在传输之前，信号Sin被功率放大。因此，无 线电单元配备有至少一个按照本发明的复合功率放大器系统200。放大 器系统200功率放大Sin，并把输出信号Sout提供到天线系统628，用于 在无线电信道上发送到用户单元630，例如无线电终端手机。 在用于移动无线电信的卫星650中也有可能使用按照本发明的复合功 率放大器系统200。卫星然后将作为包括在无线电单元624中的发射机 和/或收发信机和天线系统628的中继站工作，用于操控与在卫星电信系 统608中的控制站和位于地球的卫星无线电终端630的通信。 图7示意地图示用于移动无线电信的移动无线电终端，也称为手机， 700。该终端包括麦克风705，用于把话音和音频变换成电信号M(t)。所 述信号M(t)在由包括A/D转换器单元、语音和信道编码器单元、和用于 把信号安排成适用于如GSM/(EDGE)GPRS、UMTS(WCDMA)和CDMA 系统那样的移动无线电信系统的发送格式的数字格式化装置的第一信 号处理块710被调制和功率放大之前被处理。在发射机715或无线电单 元720中，由块710生成的、处理的信号Sin在调制器(未示出)中被调制， 然后被按照本发明的复合功率放大器系统200功率放大，生成输出信号 Sout，该输出信号经由天线728发送到电信网600中的基站620(见图6)。 优选地，在放大器系统与天线之间也插入滤波器装置(未示出)。 所述终端700还包括至少一个控制器730，诸如微处理器或中央处理 单元，用于通过使用存储的可读的和可执行的软件控制所述终端的单 元。 而且，终端700包括接收单元735，其被连接到天线728，用于接收 所发送的信号，并在第二信号处理块737中变换它们。如果所接收的信 号包含话音，则话音信号被译码器单元译码，并在由扬声器707被变换 成声音之前被D/A转换器转换成音频信号。终端包括键盘745、显示器 747和人机接口块(MMI)740，其允许用户交互地控制终端，写和读文本 消息，发起电话呼叫等等。 本发明可以以许多不同的形式被体现，因此本发明不应当看作为限于 这里所阐述的实施例，而是这些实施例被提供，以使得本公开内容将是 透彻的和全面的，并充分地传送如由所附权利要求组限定的本发明的范 围。 |
||||||
QQ群二维码
意见反馈
意见反馈