声频功率放大器利用电子管串联推拉输出电路作为推挽输出级，这是早已被 人们所熟知的，通过1950年彼得森和辛克莱对于水平串联放大器的发表，它第 一次被授予专利，(例如，US-A-2 802 907)。这个方法解决了由于输出变压器 的瞬态问题而引起的失真问题。不过，这种形式的放大器很快因为也解决瞬态 问题的威廉逊和超直线形式的放大器的出现而被淘汰。但是，后来随着具有更 高电流容量的电子管和固态元件的出现，它的重要性被再一次重申，现在已经 可以利用这些元件建立一个无变压器的放大器。
这种形式的放大器目前被探索研究的另一个原因是，这个领域中没有真正的 互补元件。在实际中，虽然我们可以将它看作互补，实际上，我们仅仅是得到 了一个类似的元件。原因是NPN和PNP元件本来就是不同的，从而真正的互 补NPN/PNP元件是不存在的。大部分的制造商知道这一实际情况，对于一个 互补对偶仪器，从功率通带，到开关时间它们都是不同的，这些都是可以从数 据单上反馈回来的。虽然非互补元件的匹配也同样麻烦，但是通过外加电路来 处理，它是非常简单和便宜的。
对于串联输出元件，取决于地端接在哪里，典型的情况是上面管是阴极或者 源极跟随器，下面的管是共地阴极或者源极放大器。当两个元件都成为一个电 压跟随器(像共阴/共源极放大器)或者阴极/源极跟随器，原件将会被驱动。不 论哪种情况，上面管相对于下面管一定需要更多的信号驱动。
为了将两个元件都转换成电压输出器，一个方法就是利用一个极间耦合变压 器驱动上面元件。这个方法允许上方元件转变成一个真正的自举阴极跟随器， 这个元件与下面元件有着完全相同的增益。达成平衡驱动的另一个方法是利用 自举或者回到驱动本身的正回输。
在输出元件增益较低的地方，自举是个可以接受的方法。例如，在这个领域， 相当广泛的利用了无变压器的放大器正回输平衡方法，其中最流行的是Julius Futterman放大器(美国专利号US-A-2 773 136(1956)and US-A-3 123 780 (1965)。  Futterman放大器的开环回路增益超过了5000，还有40分贝的整体 负回输。不过，当放大器必须得与变数阻抗的负载工作时，高开环回路的稳定 性也成为一个关心的问题，因为与不需要这种设计步骤的固态计数部分相比， 当自举输出元件时，相移量将会更差。
在不对称SEPP放大器中，输出元件可以设计成既能作为阴极跟随器又能 作为源极跟随器。这种情况下，上面的元件不是自举的，所以增益不变。作为 一个阴极或源极跟随器，因为在阴极通路上的电阻引入了一个负回输，增益将 小于一个基本单位。对于下面元件，因为电阻是在屏极或者漏极上，增益会高 一些。如果增益由于负回输施加在上面元件上，而以相同的量在不断缩减，两 个元件都将作为阴极跟随器而使用。这表明100％的负回输增加到底部元件上。 上面的元件是个真正的阴极跟随器，而最底层元件被认为是仿真阴极跟随器。 真正的阴极跟随器产生一系列谐波，特别是高阶谐波，当输出很高时它们将会 损害信号。相信这就是为什么许多放大器设计者排斥它的原因。幸运的是，因 为只需处理一个阴极跟随器，这个问题可以通过直接轻微自举上面元件的方式 来解决(注意这不是要将它转化为一个电压跟随器，因为正回输是非常小的)， 因此谐波失真将会被减少。这个自举跟随理论于1961年1月在无线世界上被 G.W.Short发表。
值得注意的是大部分先前的发明将输出元件构造为一个电压跟随器，它要 求更大量的全负回路以减少失真和输出阻抗。在早期还没有补偿元件时，电子 管和晶体管SEPP放大器，特别是固态元件都这样使用。但是另外一个例子是， 在美国联邦专利权中提出了无变压器放大器发明使用自举，其编号是NO。 US-A-2 733 136(1980)，名字为“声频功率放大器”，他在这个发明中使用 了正回输以平衡驱动三分之六的固态元件放大器。对于谐波失真缩减量是无法 测量的，但是众所周知，开环失真对于场效应晶体管或者其它这类的输出元件 的测量，在电压跟随随器模式中，对于相等量的负回输，整个谐波失真数字比 起在漏极输出模式中要高很多。据记载，回输是从输出中直接得来的，因此输 出阻抗不是一个预先能知道的值。还有记载：为了得到三极真空管特征的同时 得到胆韵，输出阻抗需要更高因为大部分的真空管放大器通常有很高的输出阻 抗。通常情况下，输出阻抗与设计者所施加的总负回输量是成比例的，而且最 后的值常常很小，并且充分低于扬声器的零界阻尼时的阻抗值。另一个方面， 在Takehara的放大器中，如果总回输量减少以保持输出阻抗更高，失真将会更 高。这将成为一个进退两难的选择，特别是当正回输被采用以作为输出元件的 平衡驱动时。

本发明的主要目的是提供一个高质量声音的声频功率放大器，它具有缩减谐 波失真成分，当允许使用非补偿和高电压元件作为具有最佳安全措施的输出级 时，也包括了高阶谐波(常常是大于7)。更好的是，它将满足并且在IEC标准 的范围之内。
此外，本发明的目标是提供这样一个声频功率放大器，当允许使用相同的驱 动级和前置级时，在它里面用真空管功率三极管构造了一个末级功率放大器。
本发明的另一个目标是提供这样一个声频功率放大器，当允许使用相同的驱 动级和前置级时，在它里面用具有一个三极真空管性质的功率金属场效应管构 造一个末级功率放大器(在下文中称为功率MOSFET)。
本发明的进一步目标是提供这样一个声频功率放大器，利用预先知道的输出 阻抗，通过上面和下面元件回输路线来推导出差量负回输端口。
还有本发明的另外一个目标是提供这样一个声频功率放大器，它包含一个对 于真空管输出级有高电压驱动，而对于固态输出级有高电流驱动的倒相级。
同时，本发明的另一个目标是提供这样一个声频功率放大器，它包含有多重 输出元件，每个输出元件都包括了一个独立偏压调节，电路和驱动路线，并允 许输出级的最小失真成分存在。
而且本发明的另一个目标是提供这样一个声频功率放大器，它包含对偶电力 变压器以推出多重直流电源，允许功率输出调节和最小信号干涉。
本发明的其它目标和优点将会从下面的叙述中体现出来，结合随附的图表， 通过其中的解释和例子，将会揭示出本发明的最优方案。
按照发明的最优方案，这里揭示了组成放大器的仪器：一个有多回输端口的 前置输入级，一个前置，一个有固定直流偏压控制和改进的信号耦合的驱动级， 一个有改进的信号耦合的倒相级，分布式负回输，有不对称输出元件的输出级， 一个对不对称输出元件使用负回输的平衡均值方法，一个可以提供负的多回输 的输出级，一个有预先知道输出阻抗值的输出级，一个有独立的偏压控制和对 每个输出元件都有信号驱动的输出级，一个有对偶电力变压器的电源，还有一 个对于输出元件能达到最大功率输出的补偿偏压。
本发明的这些和其他目标将会通过提供以下方案来完成。
在上述仪器中，适合这些放大器特点的仪器包括：
一个具有多回输端口(102)的前置输入级(110)；
一个分布式负回输方法(300)；
一个和具有不对称输出元件(152)的输出级(150)相连的非自举倒相级 (130)；
一个对于使用负回输的不对称输出元件的平衡调整方法；
并且可以提供负回输多样性的上述输出级(150)。
更佳的是，前端输入级包括一个驱动模件。
另一个更佳的是，输出端有一个预先知道的输出阻抗值。输出端也有一个分 离的偏压控制和信号驱动模件。
还有，仪器的电源要求，包括对偶电力变压器电源的使用。
更可取的是，仪器包括了一些增加回转率的方法，分布多重负回输的方法， 减少相移的方法，自举到一个上限输出元件以减少奇次或者高阶谐波的方法， 对于倒相级和前置级，利用差量电位计调节器提供多路线负回输的方法，从倒 相级提供高电压和高电流驱动信号的方法，从输出元件中提供负回输的方法， 以及提供高电压和偏压到上述前置输入级和非自举倒相级的方法。
还有更加优越的是，一个短路保护方法可以提供给输出级，同时连接的元件 是有单独的保险丝的，它有指示手段可以指示出故障电路。而且更佳的是，输 出级装有一个过电压保护电路。
附图说明
现在只通过一些例子来描述一下发明的方案。这些图表组成了这个规格的一 部分，并且包括了对发明的一些模范方案，它们能体现在许多种形式中。必须 要知道的是在一些例子中，发明的许多方面被夸大的表现出来，或者被扩大化 以利于对该发明的理解。
图1是一个电路图，解释了一个放大器的先前技术驱动器级。
图2是一个电路图，解释了一个放大器的另一个先前技术驱动器级。
图3A是一个电路图，解释了本发明的真空管倒相级。
图3B是一个电路图，解释了本发明的固态倒相级。
图4A是一个电路图，解释了本发明的真空管前置级和驱动器级。
图4B是一个电路图，解释了本发明的固态前置级和驱动器级
图5是一个电路图，解释了本发明的真空管输出级。
图6是一个电路图，解释了本发明的固态输出级。
图7是一个电路图，解释了一个结合了本发明最优方案的声频功率放大器的 例子。
图8是一个结构图，解释了一个结合了本发明最优方案的声频功率放大器的 例子。
图9是一个电路图，解释了另一个结合了本发明最优方案的声频功率放大器 和其关键元素的例子。
图10是一个电路图，解释了另一个结合了本发明最优方案的声频功率放大 器和其关键元素的例子。
图11是一个电路图，仍然解释了另一个结合了本发明最优方案的声频功率 放大器和其关键元素的例子。
图12是一个多端口分布回输和单路径回输针对期望失真的对照表格。
图13是一个对照表格，它表示出了当输出接到不同负载阻抗时，真空管输 出元件和固态输出元件的驱动器电平要求和增益/负回输计算。

现在考虑图1和图2，它们显示了本发明的先有技术。对于不对称输出级， 驱动信号要求顶部和底部真空管不同，并且常常要求一个调整(平衡)方法。 图1是一个先有技术的不对称放大器的上部管的驱动。信号S1通过栅极(2) 进入VT1，随着S2在阴极出现并相对S1有着更多的电流驱动时，以一个小的 相位输出。反向信号在它们提供调压时将通过齐纳(10，12，14)去耦。输出 电压Vo加到阴极电阻的底端，从而使S2以一个相同的量增加。但是由于100％ 回输电压，阴极方法中的Vo增加了输入阻抗，从而除非增加输入信号S1，否 则输出将不会增加。当齐纳只作为电压稳压器时，作为传统阴极跟随器的功能 将被结束。
图2是一个先有技术的阴极分相器驱动。它的功能大体上与图1一致，除了 底层输出元件的驱动信号是从这个驱动的阳极得到的。电阻器(6)和电阻器(8) 具有相同的值，并且输出电压Vo加到S2上。它增加了阴极分部的阻抗。上分 部与下分部的比值从而改变为S3＝S2-Vo。也许会注意到驱动信号对于整个输出 范围将会跟踪得更加紧密。先有技术的缺点如下：
先有技术的一个主要缺点是当驱动像刚才提到的那样匹配于输出时，设计不 能满足变数输出阻抗的需要，因为上部和下部驱动信号的100％跟踪要求在整个 工作电压和功率输出范围上两个元件都100％匹配，因此当一个比设计值更高或 者更低的阻抗出现的时候，将会失去驱动平衡。当随着牵引电流的改变使设备 的互导率改变时，在变数阻抗下匹配很明显是不可能的。下面是一些先有技术 的缺点：
1)在图1中，驱动是用于自举上面的元件但是并不是一个真正的自举 跟随器。一个真正的自举跟随器是一个阴极跟随器，当(1)在输入信号 通过初级绕组而接地线时，和通过次级绕组而接到栅极/闸极和阴极/源极 时，它可以带一个极间耦合变压器；或者(2)在阳极驱动电路上施加自 举。
2)当正回输加到阴极时，这增加了驱动输入阻抗和增加了驱动输出阻 抗。这个驱动器要求的驱动与标准阴极跟随器一样。。
3)齐纳的使用仍旧没有使得它成为一个仿真线路阴极跟随器。
图2中的先有技术的一部分缺点在上面已经提到了，下面还有一些缺点：
1)驱动输出将会限制在高压电源以内，允许一个最大值500V，并且不 允许达到负值。
2)来自扬声器的任何反电动势将被两个输出元件直接放大。
3)这是一个间接的或者迂曲缠绕方法以减少上部管的增益。
4)阻尼和低频率的速度或者时间(减慢)能引起一个音响不利后果，
这是由于阴极驱动器的自举，在上部驱动信号和下部驱动信号之间将引 起变数输出阻抗和时间的改变。这将造成一个不必要的低频率嗡嗡声和 音响品质下跌。
图1和图2也显示了以下的一些缺点：
1)当驱动电流流过负载时，将会有电击产生，除非有一个合适的保护 电路，否则驱动的高电压可能将会在输出端口出现。
2)将上面元件转换成一个电压跟随器是没有优势的。
在本发明中，输出级被构造成为一个阴极/源极跟随器，它需要一个更小量的 负回输以减少失真和输出阻抗。为了成功的施加负回输，开环失真应该保持比 较低，因为期望的放大失真差不多是被总回输量所分离的开环失真。电压跟随 器的开环失真大概是10％，低于阴极/源极输出的1％。为了达到相同的失真水 平，要求使用10倍还多的负回输。前置元件的回转率决定了负回输可能的最大 量，如果超出，可以引起另外的更高阶的谐波失真，这将削弱声音质量，因为 虽然这些高谐波不会被人耳所感知，但是它们的存在会调置噪音层，这将削弱 噪音的质量。Dr.Matti Otala在1970年的“晶体三极管声频功率放大器的瞬态失 真”中，第一次分析了前置级和驱动的回转率要求，在这里，他明确描述了前置 级的回转率必需要超出信号频宽。否则会引起瞬态互调失真(TIM)。这种形式 的失真是由于当输出电压要求很快的变化，但是已经超出了放大器的能力时， 因此而产生的；它也被称作‘回转率’失真，并产生一个复杂的高阶谐波，而反馈 机理由于太慢而无法消除它。这也就是说如果信号频宽是20KHZ，放大器在开 环时也必须有至少20KHZ的频宽，否则最大功率输出将在峰值频率时减小。当 决定因素是整个放大器的电流限制时，回转率和低通滤波器是不同的。在真正 的电路世界里，一方面要考虑电阻，电容量，电感的影响以决定最大电流要求， 而且这个电流要求是依附于频率的。另外，回到负回输上来，因为它们会试着 改进相位角以纠正误差，因此很低的回转率在前置和驱动上引起相位误差。本 发明通过在前置级实行分布式多通道回输方案来解决这个问题，因此每个端口 的回输量是负回输的速度，比回转率要快，这意味着能将相移误差保持在一个 很低的水平。这个应用的结果在图表2中描述出来，它说明多端口回输优于单 端口回输。举例放大器在150KHz时可以提供16V峰-峰值给8欧姆负载，也 就暗示了在闭环时15V/ms的回转率，下面的计算举了一个放大器输出额定功 率(取决于实施的输出真空管的数量)的例子。
回转率和功率输出计算
fmax＝Sr/2πVp，fmax是最大频率，以KHz表示，Sr是回转率，用V/mS表示，Vp 是峰值输出电压，Po是8ohms电阻阻抗中的输出功率.
  Sr    Vp   Po  fmax     Sr    Vp   Po   fma   x   15   15   15   15   15   15   15     8     16     32     64     96     114     128     1     4     16     64     144     203     256     298     149     75     37     25     21     19     1     2     4     8     12     14     16     8     16     32     64     96     114     128     1     4     16     64     144     200     256     20     20     20     20     20     20     20
现在联系图表3A和图表3B，它们解释了分相器能够克服上述所有的缺点。 下面描述一下每个成分的功能：
图表符号：J-插孔，R-电阻器，C-电容器，Z-齐纳，D-二极管，S-信号，P- 预置调整器，VT-真空管，Q-固态晶体管
相关类型   功能描述
代码
30    D    当将高电压从栅极岔开到阴极，能量第一次打开，这个二级管将用
           作VT2的栅极过电压保护。当元件完全操作时，阴极的电压将大与
           栅极。这反偏了二极管，因此标准功能继续。
38    R    这个电阻器是阴极分相器的阳极电阻分部。
40    R    这个电阻器是阴极分相器的阴极电阻分部。
42    R    这个电阻器是去藕电阻器，与耦合电阻器46相对应。
44    C    这个薄膜电容器是用于去藕不需要的回输信号。
46    C    这个电容是正极接地电流的旁路电解电容。
48    R    这个电阻器是压降电阻器，因此负电压在-45与-100V之间.
50    R    这个电阻器是回输电阻分压器。
52    C    这个电容是回输电压耦合电容器
      C-   这是VT2A/Q4的一个正极接地电流.
      40V-1
      75V
      NFB1  这是一个负回输源1。这个回输与V1B/Q1的阴极和VT1A的阳极
            的回输端口相连。
      NFB2  这是一个负回输源2。这个回输与阴极分相器VT2A/Q4的阳极/漏
            极电阻器分部和V2B/Q3的栅极/闸极的回输端口相连。
      S1    这是一个输入源信号。
      S2    这是一个标准驱动输出信号。
      S3    它是倒置的驱动输出信号，平衡的。
      Vo    这是一个标准放大器输出信号。
      B+500 这是分相器的主要高电压，波纹是已经被滤掉的。
      V
Q4    Q    N沟道金属氧化物半导体(金属氧化硅场效应管)
V2A   V    真空管，中等增益三极真空管
与先有技术相比有2个显著的不同，(1)负回输是直接加到上面真空管的阳 极电阻分部上，(2)驱动是地线参考，代替了输出参考。另外，驱动有以下优 点：
(1)差量负回输(NFB1&NFB2)通过上面元件阴极的电阻器(72)和下 面元件阳极的电阻器(74)分接。这个电压与输出电压类似，但是能更好的 避免由于输出元件造成的倒回电磁力。在达到回输电路之前，倒回电磁力需 要克服电阻器(72)与(74)。
(2)差量负回输允许回输被微调，因此谐波失真可以被减少到最小。在标 准的输出信号中，总有一些大信号非线性存在，他们能引起大的谐波失真。  这暗示了当信号通过上部和下部元件时，前增益会有所不同。这可以通过施 加一个差量负回输量来解决，增加本来增益低的那一端的增益，减少本来增 益高的那一端的增益。
(3)负回输2源自的电路与低输出元件的本机反馈环是一样的。这种本机 反馈机理可以大大增加固态输出元件的稳定性，当本机负回输不用等真空管 加热而直接进入工作时，增益将会远远大于电子管计数部分。因为两个元件 的功能和阴极跟随器一样，此时开环失真将会更低。
(4)驱动的负回输减少了分相器的输出阻抗。由于密勒效应，下面的元件 相比上部元件有更高的增益，从而有更高的输入电容。通过提供更高的电容， 这个低阻抗可以帮助驱动下部元件。
(5)阴极分部的输出电平并没有受到影响，因为在阴极分部上增加的任何 相关的电平都会被电解电容(44)去耦。
(6)高驱动输出电平可以通过施加负电压实现，这样做胜于继续增加高电 压。
(7)当使用高值栅极电阻器时，阴极分相器的输入阻抗很高。由于小信号 负载，在低频率上将会产生一个很小的相移。在10Hz时频率相移小于0.5 度。
从而分相器能够解决先有技术中的问题，同时可以提供上述的一些优点。
联系图4A和4B，它们以电路图表解释了本发明的前置极(110)和驱动模 件(120)。下面是所使用的每部分的功能描述：
图表符号：J-插孔，R-电阻器，C-电容器，Z-齐纳，D-二极管，S-信号，P- 预置调整器，VT-真空管，Q-固态晶体管
相关类型  功能描述
代码
2    J    信号输入插孔，RCA形式以接受输入。
3    C    输入信号耦合电容器，对于固定偏压提供直流隔离。
4    R    这是输入滤波电阻器，输入滤波器的一部分。
5    R    固定偏压电阻器VT1B/Q1。固定偏压废除了自我偏压电阻器和电
          解电容，从而避免了由信号产生的不需要的音响影响。
6    R    这是一个栅极电阻器，它们也是输入阻抗的一部分。
8    C    这是一个输入滤波电容器，是输入的一部分。把这两者结合起来
          可以保护高频振荡比如当超出2MHz时。
9    P    这是偏压调节器。它是经过调整的，因此当使用ECC83时，在管
          脚6 VT1B上电压为120V。
12   R    这是用于接受负回输的NFB分压器。它也是所知的分布回输的端
          口1。
13    R   这个电阻器值决定了负回输部分的量。
14    C   对于输入驱动信号，它提供了地线的路线，因为它对地线去耦，
          并且对偏压电压供应提供过滤。
15    C   这个电容与电阻器(13)结合使用，当使用负回输时，它减少了
          超调量或提高应有的相位滞后，这样将使系统趋于稳定。
16    R   这是一个VT2B/Q3的栅极电阻器和前置极的负载电阻器。当固定
          偏压结构使用时，可以使用更高的电阻值。
18    P   这个调整器为VT2B/Q3提供了最初偏压，当信号驱动增加时，
          VT2B/Q3的调整作用可以提供额外的负值。
20    R   这是VT1A的阴极电阻器.电压经过它时下降，对VT1A形成偏压.
21    R   这是一个加法电阻电路，它结合了输入信号和NFB2信号。这导
           致了错误更正信号输出到VT2B的栅极。
22    D    绿色发光二极管提供了1.85V直流偏压供应。
25    C    这个薄膜电容器是为信号耦合使用的。
23    R    这是VT2B的栅极的负回输电阻器.回输来源是NFB2，它是从差
           量回输端口(94)的滑动端来的。
30    D    当将高电压岔开到阴极，这个二级管将用于VT2的第一次能量打
           开保护。当元件完全操作时，阴极的电压将大与栅极，这反偏了
           二极管，因此标准功能继续。
32    R    VT2B屏级负载电阻器.电阻器的另一端与+350V的稳压高压电
           源连接。
35    R    VT2A的栅极电阻。
36    C    这个信号耦合与电容器(25)有相同的功能。
56    Z    齐纳，稳压器+150V。
58    Z    齐纳，稳压器+150V，与齐纳二极管(56)串联将+300V高压电
           源提供给前置。
60    Z    齐纳，稳压器，与齐纳二极管(56，58)串联以提供+350V高压
           电源给驱动。
62    C    这是一个过滤电容器。它的e-cap能泄漏出由齐纳二极管产生的
           任何电子管噪声。
64    R    在能量没有后，这个电阻器能够释放它存放的电压到e-cap 62。
66    R    压降电阻器。
      Q1   N沟道金属氧化物半导体(场效应晶体管)
      VT1A 真空管，中等增益三极真空管
      VT1B 真空管，高增益三极真空管
      VT2B 真空管，高增益三极真空管
      Q1   N沟道面结型场效应晶体管(面结型场效应晶体管)
      Q2   N沟道面结型场效应晶体管(面结型场效应晶体管)
      Q3   N沟道面结型场效应晶体管(面结型场效应晶体管)
      S0   标准信号输入源
      S1   标准信号输出源
      S2      倒置输出信号源
      B+300V  前置稳压供应
      B+350V  驱动稳压供应
      B+380-  被过滤过的高压电源，+500V给真空管输出级，+380V给固态输
      500V    出级。
前置和驱动成分(包括真空管和固态元件)的全面描述如图4A和4B中所 不：
(1)这个电路用多分布负回输以减少单次谐波失真，因为单谐波在有大量 负回输的单路线中会更高。一个简单回路负回输对前置放大器和驱动级的回 转率有更高的要求。如果回转率超过了，更多的奇次谐数将会产生，因为负 回输没有那么快去清除误差。
(2)该电路在前置驱动和分相器中使用直流固定偏压控制。在RC常数中， R很大而C很小，和固定偏压结构一起，因为不要求阴极旁路电容器，它可 以提供有很小的相移和更小的音响不利后果的低频响应。
(3)因为更高的输出阻抗使得真空管底输出级要求更多的回输。由于更低 的阴极效应和互导率，在输出级要求有更高的驱动电平。由于三极管的参数 特点，将会有更小的失真和奇次谐数。因此要求高增益，高电压驱动。
(4)另一方面，相对阴极跟随器，源极跟随器有更好的功效，但是在最初 时相对管底有更大的失真，因此它要求更多的电流和更少的电压驱动，但是 要求相当高的增益。
相关代码     类型功能描述
VT1B    V    这是小信号放大管的真空管前置放大器。当使用ECC83
             (1/212DW7/ECC83)或者类似的增益为100的真空管时，这个真
             空管的增益大约为55。预置调整器(9)先要预先调整使得管脚6的
             电压大约为+120V.输入信号进入RCA插座(2)，通过滤波电阻器
             进入栅极。负回输1施加于V1B的阴极，这也是分布回输的端口1。
             放大的输出信号来自阴极管脚3。从矩形波响应上来看，有更少的
             振荡和谐波，因此来自这里的的输出会更好一些。
VT1A    V    对于VT1B这个元件是屏极负载，同时它自己本身是一个阴极跟随
             器，在这里输出信号连接到下一级。当使用ECC82(1/2
           12DW7/ECC832)时，电阻器20的值将会更大。并且当选择这个
           值时有1/2的电源通过它。屏极电流大约是0.8mA.屏级顶通过电
           阻器(70)连到B+300V。负回输通过薄膜电容器(68)施加到屏
           级顶上，这形成了分布回输途经的端口2。
VT2B    V  这个真空管的作用是为了信号的进一步放大和驱动分相器。因为真
           空管输出级12DW7 or ECC83部分的使用，增益完全来自旁路，
           为70。因为固态输出级ECC99 or 6N30P的使用，增益大约是15，
           任何一个元件都可以为固态输出级提供高电流驱动。V2B是固定的
           偏压，同时最初的偏压已经通过调整器调节，因此栅极电压-1.0V，此
           时的屏极电压是+150V，同时有0.3mA的电流流过。在这个操作
           模式下的驱动器，ECC83以＜5％的失真来传递200V峰-峰值的输
           出。当信号驱动变大时，因为栅极泄漏和为提供稳定放大，需要提
           供额外的偏压使得在输出峰值上能够尽量减少巨变。NFB2通过电
           阻器(23)来提供，并且与加法电阻电路(21)结合。这导致了错误更
           正信号输出到V2B的栅极，并形成了分布回输路径的端口3。电阻
           器(23)在非常低的频率还能防止振动，并增加了系统的稳定性。
VT2A    V  这是一个基于阴极分相器的真空管。屏极通过电阻器(50)和(38)
           连接到500V的电源，阴极通过电阻器(40，42 and 48)连接到大约
           -100v的负电源。总共加起来是600v。对于管底输出级，使用的真
           空管是12DW7的ECC82部分。真正的阳极到阴极电压不会超过
           300V。每一个分相器的分部要求至少200V峰-峰值的输出，因此
           高电压是非常必要的。这个栅极自己可以偏压到大约-15V，同时大
           约4.5mA电流流过电阻器(40)，这已经足够驱动真空管输出级。
           当使用ECC99或者6H30P时，电流为15-20mA，这已经足够驱动
           固态输出级。电阻器(50)and(38)形成了电阻分压器，因此它允许
           100％负回输通过NFB2差量回输端口。
           前置和驱动成分(所有固态元件)的整个描述如图3B和4B显示：
相关代  码类  型功能描述
Q1       Q    这是对于小信号放大管的固态前置放大器。它的增益大约是55，
              在负回输的20dB之后减少到大约5。预制调整器(9)先被预
             调，因此在上部JFET源极的电压大约是+B3电压的1/2。输入
             信号进入RCA插座2，通过滤波电阻器到达闸极2。负回输1施
             加到Q1的源极上，它是分布回输的端口1。
Q2    Q      这个元件作为Q1的屏极电阻使用。电阻器(20)的值已被选定，
             因此大约1/2的供应通过它。电流大约是2-3mA.顶层漏极(明
             沟)通过电阻70与连接到+B3。负回输1通过薄膜电容器(68)
             施加到顶层漏极，它形成了分布回输路径的端口2。
Q3    Q      这个JFET是为进一步的信号扩大和驱动分相器的。增益大约是
             30。它是通过调整器(18)和电阻器(16)的固定直流偏压控
             制。驱动器需要提供大约50V的峰-峰值输出。NFB2通过电阻
             器23施加，并且与加法电阻电路(21)合并。它使得错误更正信
             号输入到Q3的闸极，并形成了分布回输途径的端口3。
Q4    Q      这是一个固态管底阴极分相器。漏极通过电阻器50和38连接
             到40V+B1，同时源极通过电阻器(40，42，48)连到大约-40V的
             负供应上。这是一个总量为80V，并且每个分相器的分部都要
             求大约40V峰-峰值的输出。压降电阻器用来偏压分相器。这个
             元件是自己偏压的，通过电阻器(40)的电流大约是20mA，这
             已经足够驱动固态输出级。MOSFET可以与漏极IRF串联到
             150V或更多的电源上，但是输入电容必须要足够低，因此才可
             以被驱动器Q3所驱动。电阻器(50和38)形成了分压器，因
             此允许100％负回输通过NFB2差量回输端口。
54    Z      齐纳保护MOSFET远离过载和瞬态问题。
56    Z      齐纳保护MOSFET远离过载和瞬态问题。
现参考图.12(表.1)，是一个多端口分布回输和单路径回输相对于预期失 真的对照图表。在负载＝8欧姆上施加输出＝16V峰-峰值。总谐波失真图是以 惠美8027失真仪和惠美8037振荡器为基础的。由图可知：
1)一个端口1的大分量的单路线回输并不能得到最佳失真图。
2)当使用所有端口时，才可得到最佳失真图。
参见图.5和图.6。图.5是一个电路图，解释了本发明的真空管输出级，图.6 也是一个电路图，解释了本发明的固态元件输出级。
图.5和图.6成分的功能说明
参考代  类型  功能说明
码
2    C    信号耦合
4    C    信号耦合
6    C    信号耦合
8    C    信号耦合
10   R    偏压分压器
11   R    偏压分压器
12   R    偏压分压器
13   R    偏压分压器
14   P    偏压调整器
16   P    偏压调整器
18   P    偏压调整器
20   P    偏压调整器
22   R    栅/闸极供应电阻器
24   R    栅/闸极供应电阻器
26   R    栅/闸极供应电阻器
28   R    栅/闸极供应电阻器
30   R    栅/闸极电阻器
32   R    栅/闸极电阻器
34   R    栅/闸极电阻器
36   R    栅/闸极电阻器
38   C    去耦/自举
40   C    去耦/自举
42   C    去耦
44   C    去耦
46     R    栅/闸极停止器
48     R    栅/闸极停止器
50     R    栅/闸极停止器
52     R    栅/闸极停止器
56     R    短路电流限制器
58     R    短路电流限制器
60     R    短路电流限制器
62     R    短路电流限制器
64     F    保险丝，标准输出设备故障保护装置
66     F    保险丝，标准输出设备故障保护装置
68     F    保险丝，标准输出设备故障保护装置
70     F    保险丝，标准输出设备故障保护装置
72     R    回输电阻器，上部
74     R    回输电阻器，下部
76     F    保险丝，过载/扬声器保护，快速的
78     R    开环电阻器
80     C    制动帽，防止高频振荡
82     R    制动电阻器，防止高频振荡
84     Z    齐纳，故障直流输出保护
86     Z    齐纳，故障直流输出保护
88     C    去耦
90     C    去耦
92     P    预置调整器，差量回输端口.负回输1
94     R    预置调整器，差量回输端口.负回输2
100-112Z    齐纳，以避免由于信号过载及瞬态问题时对金属氧化物半导体场
            效应晶体管造成损害
VT1    V    真空管功率输出元件
VTn    V    真空管功率输出元件，n为2-50的倍数
TR1    V    固态功率输出元件
VTn    V    固态功率输出元件，n为2-8的倍数
综合说明图.5和图.6真空管状和固态输出级，具体如下。
这是一个串联的推拉输出极。真空管以来自±175V的双极直流源供应来操 作，且固态操作自来±45V时，有一个独立的偏压供应，这个偏压供应来自双 极供应。双极供应的中心接地线。阴极路线的上半部分有负载，对于下半部， 它在阳极路线中或下部元件的源极中。如所示的接地位置，上半部为阴极或源 极跟随器，而底半部为阴极或源极接地放大器，在较低的半部，负载在阳极或 漏极处。由于阴极(源极)100％退化或负回输，上部阴极(源极)跟随器需要 较高的驱动信号或比底部元件高于30％的驱动信号。当负载很小或开路时，底 管会有大约3个增益，并当负载增加时，增益会随之减少。当负载增加时，增 益会略微大于上部阴极跟随器。当负载很小或开路时，底部MOSFET有大约 30个增益，并当负载增加时，增益会随之减少。增益计算的更多详细信息请见 表.1(图.1 2.)。据记载，相对源极跟随器模式，在共源模式时，MOSFET具 有更多的增益。对于定型设计，每一模件由2×6C33C or 10×6C19P组成。 对于定型设计来说，每一模件由2个MOSFET组成。为加倍功率输出，模件的 输出会合并在一起，并被一单个驱动模件所驱动。输出设备不需要完全匹配， 但20％的匹配是最佳的。这可以保证峰值功率输出在功率元件下不至于过早中 断。尽管MOSFET相比真空管有更好的匹配，20％的匹配会更好。每一元件的 偏压是分别调节的，所以直流偏移量不会被不同的无功电流抵消。在故障条件 下，任一极性有高于50V的直流电将造成两个齐纳二级管背靠背连接来传导电 流，熔丝会熔断。因此，在输出端口处，不得有高于50V的直流电。齐纳二级 管的排列允许100V峰-峰值的音频信号通过。大约90W RMS转换16欧姆负 载。
当真空管超载时，或处于故障条件下，熔丝将起到保护作用，防止危害的发 生。由于故障，电流不必从负载中流过。例如，由于偏压问题，当两个管过载 时，两个管将牵引相同的电流。在这种情况下，仅有很少的电流通过扬声器。 因此，熔丝(64-72)为标准保险丝，甚至不易熔断。优点是在输出端无直流出 现或直流低于安全级别的地方，避免不必要的瞬间信号超载。所有的MOSFET 保护熔丝是快速起作用的。但是熔丝(72)必须是快速工作，用来对任何异常 条件进行保护，如提交信号超载或错误输出级，在输出端口处直流高于安全级 别。扬声器断流器是来执行更多的安全任务。如果输出端口处有多于1V的电流， 断路继电器会触发阻隔输出端子。修整器(92)是用于负反馈的不同预置调整器。 优点是：
1)负回输可以微调至失真最低的一点。
2)负回输被分接在每一输出元件的回输电阻顶部。在未超载时，这很好的 表示输出波形需要矫正。
3)回输电路与输出更好的隔离，从而更好的阻挡了负载阻抗的倒回电磁力。
调整器(94)是差量回输NFB2。它用于控制较低输出元件的增益，所以增益 与上部输出元件相同。优点与上述的92相同。薄膜电容器(38-40)连接输出， 因而，有一少量正回输到达电阻器(30-34)。优点是：
1)允许使用低价且较好质量的薄膜。
2)减小输入级的加载作用，因而减少失真。
3)减少上面元件的谐波失真，它由于阴极跟随器操作使得谐波含量很高。
电阻(22-28)与输出元件的偏压供应串联，并且它们与去耦/自举薄膜的一 端连接。他们是栅/闸极电阻器的一部分。电容器的值很小，所以，在较低频率 下，它们形成了很强的电抗。优点为：1)允许使用较高值的栅/闸极电阻，因 为部分栅/闸极电流会由岔开薄膜电容器38-44来供给，不会有热量散失的危险， 2)允许较好的低频响应。
调整器(14-20+)为偏压预调电位表，所以每一输出元件的偏压可以分别调 整。优点体现在：1)允许使用不匹配的设备)(尽管推荐仅为20％匹配)，2) 当输入电阻增高时，允许使用低值耦合电容器。
电阻(72-74)为负回输电阻。为前置和分相器提供分量回输。这些电阻也 决定了输出阻抗的限度。这允许预先决定输出阻抗以与扬声器的临界阻尼相匹 配。在传统的反馈放大器中，输出阻抗是一个副产品，它随着回输量的变化而 不同，并且随着大量的反馈，输出阻抗缩减至较小值。这可能导致过阻尼，减 少了低音响应。本发明中，最小输出阻抗与平行的两个电阻相等。这一最小输 出阻抗对于固态元件有像声波的管道是很必要的。
参见图.13(表.2)说明的是当输出与不同负载阻抗连接时，真空管和固态输 出元件的驱动电平需求和增益/负回输计算。
图.7是一个描述发明声(音)频功率放大器实例的电路图，描述如下所示：
A4T1是一个环形电源变压器。在正相位期间，它向双极供应的整流器提供 120V交变电流，在正轨迹上向电容器充电。在下一个负相位期间，在负轨迹上 向电容器充电。在固态输出中，电压较低。
1)它供给需要偏压输出元件的偏压供应电路。在固态，当直接来自双极轨迹 的偏压供应时，偏压供应是不需要的。
2)向一个信道的功率真空管供灯丝功率。
3)为一个信道的前置驱动真空管提供灯丝功率。
A4T2是另一个环形电源变压器。其相位与A4T1相反，因此向双极整流器 提供120V交变电流，可以在相反轨迹上为电容器充电，等等。当A4T1在正轨 道上为电容器充电时，A4T2在负轨迹上向电容器充电，且反之亦然。在固态输 出中，电压较低。因此与A4T1一起，它是一个全波整流器，更象一个中心抽 头的电力变压器。
1)应前置级的要求向高压电源电路提供动力。
2)为一个信道的功率放大管提供灯丝功率。
3)为一个信道的前置驱动管提供灯丝功率。
4)为扬声器继电器切断和冷却扇提供24V供应。
这一配置的优点：
1)变压器的功率波动不会影响到其他部分，因此保证了信号完整性。
2)当偏压与双极供给来自同一变压器时，调节是不必要的。偏压与双极供给 会以同样的方式振动。
3)使用倍压整流，高压电源与双极供给来自相同供给。它被增加到双极的正 轨迹上，达到前置一共+500V的要求。当使用危险高压变压器时，危险性降 低。
A3RL1是一个继电器，它的相关电路系统操作时，当输出端口处有多于1V DC时，扬声器断开。作用时间通过释放时间来增加，它通常比闭合时间要快， 有大约3mS。优点：
1)在扬声器端口避免直流输出，因为它可能损坏扬声器。
2)断开扬声器，因为它的失真可能在输出端口处引起直流输出。
3)在加热期间，抑制放大器的噪声。
A3DZ1-A3DZ4是电源齐纳管背对背连接。每一个等级为50V，因此，允许 直流保护到50V，声频信号达100V峰-峰值，并且无损失和音响品质下跌的通 过。
优点：
1)防止输出端口处出现高电压。
2)齐纳较继电器切断更可靠，所以为了安全保护需要一个后退安全元件。
A2DL1到A2DL10为发光二级管(发光二级管)，表明A2F1-A2F10的熔 断情况。如果熔丝熔断，这些发光二级管光将会消失，因而要提供问题元件的 指示。
现在参考图.8，就像在本发明的最优方案中揭示的那样，对放大器全面结构 图进行描述。仪器包括前置输入级(110)，分布式负回输方式(300)，非自举倒相 级(130)，带有不对称输出元件(152)的输出级(150)。使用负回输，对不对称输 出元件(152)使用平衡调整方法。输入级由多反馈端口(102)，求和网络(105) 和驱动模件(120)组成。输出级(150)可以提供负回输的多重性，就像连在前置输 入级(110)和倒相级(130)的不同级上的回输。输出级(150)由偏压驱动网络 (140)，输出元件(152)，差量负回输网络(155)及短路保护方式(160)组成。短路保 护方式(16)包括齐纳二级管的使用。设备的供电要求可以通过使用一电源方法 (250)来完成，包括对偶变换交流电源(230)的使用，它向前置级(110)和非自 举倒相级(130)提供高压供电(220)。向输出级(150)提供偏压供电(210)，向输 出元件(152)提供双级电源(200)，向扬声器切断电路(170)提供直接电流(190)。 输出级(150)具有先前提到的提供多重负回输的能力。
本发明的最优方案的执行在图.9，10和图.11中有说明。有关本发明的放大 器设备的基本结构单元早先已经讨论过，因此不再重复了。也足以说明了结构 单元的电路中的关键成分一起工作，以提供更好的放大器设备来满足本发明的 目标。
当发明与最优方案结合来被描述时，它并不是有意把发明的范围限于特定形 式，而是相反，它是要涵盖这些可供选择的事物，修改方案，和等价物，它们 也许被附加要求里定义的本发明的精神和范围所包括。