斩波稳定仪器放大器和用于测量阻抗的方法 |
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| 申请号 | CN200780050501.9 | 申请日 | 2007-03-23 | 公开(公告)号 | CN101589548B | 公开(公告)日 | 2012-08-15 |
| 申请人 | 麦德托尼克公司; | 发明人 | T·J·丹尼森; W·A·桑塔; | ||||
| 摘要 | 本公开内容描述了斩波稳定仪器 放大器 (19)。该放大器被配置为使用非常低的功耗在低频完成稳定测量。该仪器放大器(10)使用差分结构和混频放大器(14)以基本消除来自放大器产生的输出 信号 的噪声和偏移。由低功率斩波稳定引起的动态限值，即毛刺(glitching)，通过结合混频放大器(14)内低阻抗 节点 的斩波和反馈(16)被基本消除。放大器的信号通路作为连续时间系统，提供以斩波 频率 或其谐波进入信号通路的噪声或外部信号的最小 混叠 。放大器可以用于低功率系统中，如植入式医疗设备，以提供稳定的低噪声 输出信号 。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种斩波稳定仪器放大器，其包括： |
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| 说明书全文 | 斩波稳定仪器放大器和用于测量阻抗的方法技术领域[0003] 仪器放大器用于精确测量各种测试信号和测量信号。例如医用仪器放大器可能被配置为测量生理信号，如心电图(ECG)、肌电图(EMG)、脑电图(EEG)、压力、阻抗和运动信号。典型地，仪器放大器被构造成具有低偏移、低漂移、低噪声、高共模抑制、高环路增益和高输入阻抗的差分放大器。很多情况下，仪器放大器可能需要小心匹配和微调电路组件以获得高精确度。 [0004] 仪器放大器可能使用获得离散信号样本的离散开关电容结构构造。但是，离散结构会产生不合需要的噪声和信号的混叠，破坏了信号的精确度。作为替代，仪器放大器可能使用斩波稳定结构，其中斩波电路将测量信号上调制为高频带以去除噪声和偏移。斩波稳定结构可能具有有限的带宽，但在通带中产生一个较大的纹波。该纹波可能使低功率应用中斩波稳定设计的实施变的困难。 [0005] 发明内容 [0006] 本公开内容描述了斩波稳定仪器放大器。该仪器放大器被配置为使用非常低的功率在低频完成稳定的测量。该仪器放大器使用差分结构和混频放大器以从放大器产生的输出信号中基本消除噪声和偏移。在混频放大器和反馈中，通过结合低阻抗节点处的斩波，由低功率处的斩波稳定引起的动态限值例如毛刺被基本消除或减少。仪器放大器的信号通道作为连续时间系统，提供斩波频率或其谐波处进入信号通路的噪声或外部信号的最小混叠。这样，仪器放大器可以用在低功率系统中，如可植入医疗设备，以提供稳定的低噪声输出信号。斩波稳定仪器放大器可能用于生理信号感测、阻抗感测、遥测或其他测 试和测量应用。 [0007] 一个实施例中，本发明提供了生物医学阻抗感测设备，包括交流(ac)电源、混频放大器、第二调制器和反馈通路，交流电源以一个时钟频率产生应用到生物负载的交流刺激电流，混频放大器被耦合以响应刺激电流从负载接收差分输入信号，其中混频放大器放大差分输入信号以产生放大信号并以时钟频率解调放大信号以产生输出信号，第二调制器以时钟频率调制输出信号的幅值，反馈通路将调制输出信号作为差分反馈信号施加到差分输入信号。 [0008] 另一个实施例中，本发明提供了一种方法，包括以一个时钟频率产生交流(ac)刺激电流，将刺激电流施加到负载以产生差分输入信号，在混频放大器中放大差分输入信号以产生放大信号，在混频放大器中以时钟频率解调放大信号以产生输出信号，以时钟频率调制输出信号的幅值以产生差分反馈信号，和通过第一反馈通路将调制输出信号作为差分反馈信号施加到差分输入信号。 [0009] 在一个附加实施例中，本发明提供了斩波稳定仪器放大器，包括交流(ac)电源、混频放大器、第二调制器和反馈通路，，交流电源以一个时钟频率产生应用到负载的交流刺激电流，混频放大器被耦合以响应刺激电流从负载接收差分输入信号，其中混频放大器放大差分输入信号以产生放大信号并以时钟频率解调放大信号以产生输出信号，第二调制器以时钟频率调制输出信号的幅值，反馈通路将调制输出信号作为差分反馈信号施加到差分输入信号。 附图说明[0011] 图1是说明了斩波稳定仪器放大器的框图，其被配置以使用非常低的功率在低频处完成稳定测量。 [0012] 图2是说明了图1的仪器放大器信号流程的示意图。 [0013] 图3A-D是说明了图2的信号流程中不同阶段处信号的频率分量的图。 [0014] 图4A-D是说明了图2的信号流程中不同阶段处信号的图。 [0015] 图5是说明了斩波稳定仪器放大器的示例性噪声特性的图。 [0016] 图6是说明了斩波稳定混频放大器组成仪器放大器一部分的示意图。 [0017] 图7是详细说明了图1的仪器放大器的示例实施例的框图。 [0018] 图8是说明了用于测量电压信号的图1的仪器放大器的示例实施例的电路图。 [0019] 图9是说明了用于测量阻抗的仪器放大器的另一个实施例的电路图。 [0020] 图10是说明了根据包括负反馈通路的本发明的实施例，用于构造高通滤波器的仪器放大器的信号流程图。 [0021] 图11是说明了图10的仪器放大器的电路图。 [0022] 图12是说明了根据包括正反馈通路的本发明的实施例，用于增加输入阻抗的仪器放大器的信号流程图。 [0023] 图13是说明了图12的仪器放大器的电路图。 [0024] 图14A是说明了根据本发明的实施例，用于解调接收的遥测信号的仪器放大器的信号流程图。 [0025] 图14B是说明了用于图14A的遥测配置仪器放大器的天线输入和反馈电路的电路图。 [0026] 图15A是说明了图14A的遥测配置仪器放大器的框图。 [0027] 图15B是详细说明了图15A的时钟同步器的框图。 [0028] 图16是说明了用于测量和/或遥测的、包括一个或多于一个仪器放大器的可植入医疗设备的框图。 [0029] 图17是说明了用于遥测的、包括一个或多于一个仪器放大器的医疗设备程序设计的框图。 具体实施方式[0030] 本公开内容描述了斩波稳定仪器放大器。该仪器放大器被配置为使用非常的功率在低频处完成稳定测量。该仪器放大器使用差分结构和混频放大器以从放大器产生的输出信号中基本消除噪声和偏移。在混频放大器和反馈中，通过结合低阻抗节点处的斩波，由低功率处的斩波稳定引起的动态限值例如毛刺被基本消除或减少。仪器放大器的信号通道作为连续时间系统，提供斩波频率或其谐波处进入信 号通路的噪声或外部信号的最小混叠。这样，仪器放大器可以用在低功率系统中，如可植入医疗设备，以提供稳定的低噪声输出信号。 [0031] 斩波稳定仪器放大器可能被配置为医用仪器放大器，例如用于测量生理信号，如心电图(ECG)、肌电图(EMG)、脑电图(EEG)、压力、阻抗、运动信号和其他信号。一些实施例中，仪器放大器可能包括基于电容器的前端，其被斩波以获得低频电压信号。其他实施例中，仪器放大器可能包括基于电流源的前端，其被斩波以获得阻抗测量值。在附加实施例中，仪器放大器可能包括基于天线的前端以从其他设备获得遥测信号。仪器放大器可能不只用在生物医学测量应用中，也用于一般目的的测试和测量应用和无线遥测应用。 [0032] 通常，本公开内容描述的仪器放大器可能被配置用于非常低功率的应用。例如，可植入医疗设备的特征可能在于需要有限电力资源持续工作几个月或几年。因此，通常设计感测和治疗电路，只耗费非常低水平的功率。作为示例，如本公开内容所示，集成了仪器放大器的传感器电路的运转可能需要小于2.0微安的电源电流，更优选为小于1.0微安。一些实施例中，该传感器电路可能耗费范围为大约100纳安到大约1.0毫安之间的电源电流。该传感器可能通常指的是微功率传感器。尽管出于说明的目的描述了医疗设备，微功率传感器可能用在医疗和非医疗测试与测量应用中。每种情况下，传感器可能需要耗费非常低的功率，但提供精确和准确测量。 [0033] 根据本发明内容的各种实施例，斩波稳定仪器放大器可能包括前端、第一斩波器、AC放大器、第二斩波器、具有高增益和补偿的基带放大器形式的积分器和至少一个反馈通路。放大器、第二斩波器和积分器可能总体指的是混频放大器。仪器放大器的信号通路作为连续时间系统，减少混叠噪声或其他不合需要的信号在斩波频率或其谐波进入信号通路。前端在基带中产生差分输入信号，基带即是对于测试或测量应用目的所关心的频带。 [0034] 输入信号的放大会产生DC偏移和低频噪声，如1/f或跳跃噪声，取决于放大器缺陷或其它因素。为了减小DC偏移和低频噪声，在输入信号应用到混频放大器之前，前端中第一斩波阶段在斩波频率调制输入信号。在输入信号被放大后，混频放大器中的第二斩波器以 斩波器频率解调输入信号，以产生基带中的放大信号。该过程将放大器产生的噪声和偏移限制在斩波器频带，从而防止其进入测量频带。 [0035] 混频放大器可能具有改良的折叠共源共栅放大器结构，其中信号在低阻抗节点被斩波以提供快速动态调制。混频放大器基本从解调信号中去除了斩波频带的噪声和偏移，从而使低噪声信号到达测量频带。但是当混频放大器工作在低功率时，放大器的带宽是有限的。有限的带宽会在输出信号中导致毛刺，即波纹或尖峰。本公开内容描述的仪器放大器可能提供负反馈以保持混频放大器输入处的信号变化较小。另外，反馈可以向混频放大器的两个输入提供差分到单端(differential-to-single)转换。因此，仪器放大器可以被配置为得到稳定的低噪声输出，而从电源汲取非常小的电流。 [0036] 可能增加附加反馈通路以获得增强的性能。例如，正反馈通路可能用于增加仪器放大器的输入阻抗。如另一个示例，另一个负反馈通路可能允许构造高通滤波器。每个反馈通路可能是差分反馈通路。对于斩波稳定放大器的正确工作，这些附加反馈通路可能不必要，但可能提高性能。例如可能增加这些反馈通路，以在可能使用仪器放大器的各种应用中提供可能有用的附加信号处理或调节。 [0037] 示出了各种示例实施例。根据当仪器放大器感测其输入两端的电压差值时有用的一个实例实施例，前端可能包括连续时间开关电容器网络。开关电容器网络包括开关输入电容器的差分集(differentialset)，开关输入电容器以斩波频率在输入电压之间切换。通过斩波开关输入电容器，输入差分信号被上调制(up-modulated)到斩波器频率，在混频放大器的差分输入处产生调制信号。该实施例的仪器放大器可能是有用的，用于脑电图(EEG)和生理监视，如使用加速计进行姿势和活性监视、使用压力传感器进行尿管监视、其他压力相关生理监视、心音监视、脑信号监视和需要用于精确传感器测量的微功率系统的其他生理监视应用。 [0038] 根据另一个示例实施例，仪器放大器可能被配置为测量重要生理阻抗，如组织阻抗。该阻抗的测量可以用于测量生理情况，如肺水肿、每分钟换气呼吸(例如用于睡眠呼吸暂停)、心脏动态和普通组织阻抗。测量该阻抗时，重要的是刺激电流应该小于或等于例如大 约10μA或者更小，以避免刺激可兴奋细胞或引起其他有害结果如电极腐蚀。该示例实施例中，前端产生通过病人组织AC(交流)耦连到混频放大器的AC调制信号。前端以斩波器频率调制刺激电流，以响应刺激电流调制组织电压信号的幅值。这样，组织不承受直流电流。驱动刺激电流的时钟和驱动混频放大器斩波频率的时钟之间的相对相位可以改变，以允许仪器放大器测量组织的电阻或电抗。对于测量电阻，前端和混频放大器的斩波频率通常彼此同相。 [0039] 根据附加示例实施例，仪器放大器可能被配置为在遥测应用中使用，例如作为接收器中的下混频器。该示例实施例中，仪器放大器可能位于病人体内、或位于临床医生程序设计器内、或位于可植入脉冲发射器(IPG)内、或位于植入病人体内的其他可植入医疗设备(IMD)内，通过无线射频(RF)遥测与临床医生或病人程序设计器通信。该示例实施例中前端包括位于远程传输设备内的发射器和接收设备中的接收天线，接收天线用于从发射器接收遥测信号。遥测信号可能具有例如范围从大约10kHz到1GHz的频率，并且在一些实施例中为大约175kHz，其他频率也是可能的。该示例中，第一斩波器实际上位于远程设备的发射器内。前端将发射的信号与混频放大器耦连，该信号以斩波器频率被调制，混频放大器直接下调制信号到基带，同时基本消除混频器的1/f噪声和偏移。可能锁相环或其他时钟同步电路，以提供反馈，保持发射器(前端)和接收器(混频放大器)彼此同相。 [0040] 遥测信号可能包括数据、程序设计指令等。例如，医疗设备程序设计器可能向植入的医疗设备发送遥测信号以下载改变植入医疗设备运行情况的程序设计指令。程序设计指令可能指定调节程序设计参数，如电刺激脉冲幅值、脉冲宽度、脉冲频率、或持续时间、或药物投放剂量、药物投放速度、剂量限制、封锁间隔等。同样，植入医疗设备可能通过遥测信号向外部程序设计器发送数据。可能发送到程序设计器的数据包括运行数据、诊断数据、故障数据、传感器数据等。 [0041] 生理信号通常在例如小于或等于大约100Hz的低频，并且在很多情况中小于或等于大约2Hz，或小于或等于大约1Hz。生理信号的测量和分析可以用于诊断慢性病或急性病状态和其他医疗情况。示例生理信号包括EEG信号、ECG信号、EMG信号、压力、阻抗和运动 信号，如上所述。这些信号可能用于检测或测量心肌缺血、肺水肿、呼吸、活性、姿势、压力、脑活性、胃肠活性等。 [0042] 包括仪器放大器、用于测量这些生理信号的可植入医疗设备可能需要以低噪声和低功率运行。在设计服务若干年的长期植入医疗设备中，特别是被配置以感测生理信号并提供治疗的医疗设备中，低功率消耗可能特别重要。治疗医疗设备的示例是植入式心脏起搏器、植入式心律转复除颤器、植入式电刺激器，如神经刺激器、肌肉刺激器或其他组织刺激器、植入式药物提供设备和其他设备。 [0043] 仪器放大器提供低噪声性能是重要的，以使噪声不导致敏感性降低或错误的、失实的诊断信息。仪器放大器以低功率运行也是重要的，以便保存有限的电池资源，并从而延长可植入医疗设备的运行寿命。如本公开内容所描述的斩波稳定仪器放大器可能被配置为使用低功率在低频完成精确测量。如下所述，斩波稳定仪器放大器可能被配置以在低阻抗节点应用斩波，并且应用反馈以减少放大器的低带宽引起的纹波。 [0044] 图1是说明了斩波器稳定仪器放大器10的框图，其被配置为使用非常低的功率在低频完成稳定测量。仪器放大器10使用差分结构和混频放大器以基本消除1/f噪声、跳跃噪声和偏移。通过混频放大器14内地阻抗节点处斩波结合通过反馈通路16反馈，低功率处斩波稳定引起的动态限值即毛刺被消除。仪器放大器的信号通路作为连续时间系统提供噪声或外部信号的最小混叠，噪声或外部信号以斩波频率或其谐波进入信号通路。因此，仪器放大器10可以提供低频信号的稳定测量，如生理信号和其他频率小于大约100Hz的信号、优选地频率小于或等于大约2.0Hz的信号、更优选地频率小于或等于大约1.0Hz的信号，同时在微功率系统的限制下运行，例如汲取小于或等于大约2.0微安的源电流、更优选地汲取小于或等于大约1.0微安的源电流，并且需要的电源电压小于或等于大约2.0伏特，并且更优选地小于或等于大约1.5伏特。 [0045] 如图1所示，仪器放大器包括前端12、混频放大器14和反馈通路16。图1的示例中，前端12可能为混频放大器14提供开关电容差分接口或静态电容差分接口，用于例如测量低频电压幅值。在其他 实施例中，前端12可能被配置用于阻抗测量或遥测应用。前端12耦连以载波(斩波)频率携带关心的低频信号的差分调制(斩波)输入信号。换句话说，前端12转移低频信号，该低频信号受混频放大器引入载波频率的低频噪声的影响，在载波频率处混频放大器14不向信号中引入实质性噪声。关心的低频信号频率可能在例如0到大约100Hz的范围内。一些实施例中，载波(斩波)频率可能在大约4kHz到200kHz的频率范围内。在引入混频放大器14之前，前端12调制低频信号，以使原始基带(低频)信号成分不受混频放大器14在低频引入的噪声成分破坏。 [0046] 噪声通常通过混频放大器14进入仪器放大器10的信号通路。但是混频放大器14不应在载波频率向调制信号引入噪声。相反，噪声成分典型地出现在低频处并且可能包括1/f噪声或跳跃噪声。另外，直流偏移形式的噪声不能以载波频率引入。混频放大器14接收并放大来自前端的上调制输入信号。此外，上调制输入信号被上调制到斩波频率以保护输入信号不受低频噪声和偏移影响。 [0047] 混频放大器14从载波频率到关心的基带解调调制信号，同时将混频放大器1/f噪声和偏移调制出测量频带。这样，原始低频信号成分被解调回基带，没有混频放大器14的低频噪声和偏移成分。混频放大器14只通过基带信号作为输出，即频率成分大约为100Hz或小于100Hz的信号，并且基本减少或消除了载波频率中的噪声成分。这样，仪器放大器10的输出包括关心的低频信号成分。另外，混频放大器14提供增益放大器，其放大输入信号。这样，仪器放大器10提供低噪声输出同时以低功率运行。 [0048] 仪器放大器10在微功率系统的限制下运行并且因此具有有限的带宽。仪器放大器有限的带宽会在输出信号的通带中导致毛刺或波纹。如下所述，混频放大器14可能具有改良的折叠共源共栅结构，通过例如CMOS开关在低阻抗节点提供开关。低阻抗节点处的开关使能高频处斩波，高频处唯一的限制是电荷注入剩余偏移。 [0049] 反馈通路16耦连在混频放大器14和前端12之间以减少纹波。反馈通路16可能具有差分配置，其通过驱动进入混频放大器的网络输入信号向零以基本消除输出信号中的毛刺。这样，反馈通路16在混频 放大器14的输入处保持信号变化较小的稳定状态。因此，仪器放大器10完成了稳定的、低噪声、低失真输出，同时运行在低功率下。 [0050] 仪器放大器10可能用于很多不同的应用。本公开内容示出了仪器放大器10的各种示例实施例。但是这些示例实施例不应被认为是仪器放大器10的限制，如本公开内容的概括表达和描述。相反，应该理解本公开内容描述的实施例是本公开内容范围内很多不同示例实施例的子集。 [0051] 一些实施例中，设备例如可植入医疗设备可能包括多个仪器放大器10。例如，多个仪器放大器10可能装配为并联以提供多个感测通道。多个感测通道可能在例如不同位置或角度、或通过不同传感器感测同类型的生理信息。另外，多个感测通道可能感测不同类型的生理信息，如阻抗、ECG、EEG、EMG、压力、运动等等。 [0052] 根据一个示例实施例，放大器10的前端可能包括连续时间开关电容器网络。开关电容器网络包括开关输入电容器的差集，开关输入电容器在仪器放大器的正极和负极的输入电压之间切换。通过以斩波频率切换开关输入电容器，差分输入信号被斩波。这样，差分输入信号被上调制到载波频率，在混频放大器14的差分输入处产生调制信号。该示例中，仪器放大器10可能被实现以测量生理电压信号，如ECG、EEG、EMG、压力、运动等等。因此，前端12的输入可能是电极或来自各种加速度计、压力传感器、应变式传感器等其中的任意一个的输出。 [0053] 根据另一个示例实施例，仪器放大器10的前端12可能包括阻抗传感器。特别地，仪器放大器10可能构成生物阻抗感测设备，用于测量病人组织的阻抗，例如肌肉组织、器官组织、脑组织、脂肪组织或组织的结合。由前端12构成阻抗传感器产生交流调制信号，该交流调制信号通过病人的组织交流耦连到混频放大器14。在该情况下，前端12调制刺激电流以调制组织电压信号的幅值。换句话说，前端12斩波刺激电流源。这样，病人不承受直流(DC)信号。此外，调制信号可能基本上不刺激组织，从而降低了病人感到不适或来自调制信号的其他有害影响的可能性。驱动刺激电流的时钟和驱动混频放大器斩波频率的时钟之间的相对相位可以变化，以允许仪器放大器测量组织 的电阻或电抗。因此，仪器放大器10可能用于测量各种生理信号，例如，用于肺水肿、每分钟换气量(睡眠呼吸暂停)、心脏动态和普通组织阻抗。例如，刺激电流和混频放大器时钟之间的相对相位可能被动态调整以在测量过程中获得不同类型的测量值，例如电阻或电抗。 [0054] 根据附加的示例实施例，除先前描述的减少仪器放大器10输出中的毛刺并为放大器提供额定增益负反馈通路以外，反馈16可能包括第二反馈通路。该第二反馈通路提供负反馈以允许构造高通滤波器。第二反馈通路主要用于低频，即低于截止频率的频率，斩波稳定负反馈通路主要用于通带频率。高通滤波器可能具有截止频率，大约等于例如大约2.5Hz或0.5Hz或0.05Hz。这种情况下，消除输出中毛刺的第一反馈通路，即“斩波器稳定”反馈通路主要用于通带频率并且第二“高通滤波器”反馈通路主要用于低频。第二反馈通路中高通滤波器的拐角频率可以通过第一反馈通路中反馈电容器和第二反馈通路中开关电容器积分器的时间常数的比例换算来设置。如一个示例，该反馈通路提供的高通滤波器可能用于心脏监视应用中剔除后起搏伪像(post-pacing artifact)，并滤除电极偏移。第二反馈通路可能包括用于最低1/f本底噪声斩波稳定的高通积分器。 [0055] 根据另一个实施例，除第一反馈通路外，反馈16可能包括第三反馈通路。第三反馈通路提供负反馈以增加仪器放大器10的输入阻抗。增加的输入阻抗通过采样仪器放大器10的输出并向前端12的开关电容器的输入施加成比例的电荷获得，在传感器输入处提供补偿性电荷。比例换算电荷可能在输入信号的斩波之前应用在信号流中的一点。注入的电流有效地“替换”了前端12中输入斩波器电容的采样期间的电荷损失。该电荷替换反馈可能类似于基极电流补偿。正反馈可能使等值的仪器放大器10低频输入阻抗增加一个数量级或更多。该第三反馈通路在一些应用中不必要。但是如果希望增加输入阻抗，该第三反馈通路可以容易地增加。 [0056] 根据进一步的示例实施例，除第一(斩波器稳定)反馈通路以外，仪器放大器10可能包括先前描述的第二反馈通路和第三反馈通路。在该情况下，第三反馈通路不像上述那样分接放大器10的输出信号。相反，第三正反馈通路可能分接第二高通滤波器反馈通路提供的 积分器信号。因此，可能提供第一反馈通路、第二反馈通路、第三反馈通路的各种组合以寻址毛刺、低频剔除和/或放大器输入阻抗。 [0057] 在另一个示例实施例中，仪器放大器10可能用于遥测应用并且特别地用于以相对低频率和低功率运行的遥测应用，例如一种医疗设备中为大约175kHz。例如，仪器放大器可能用作植入式脉冲发生器(IPG)的遥测接收器、植入式药泵或植入病人体内的其他植入式医疗设备(IMD)，通过无线射频遥测技术与临床医生或病人程序设计器或其他植入的医疗设备或外部医疗设备通信。仪器放大器10可能也以互换的方式用作临床医生或病人程序设计器的遥测接收器中，与植入病人体内的IPG通信。当作为遥测接收器实现时，前端12可能包括发射器和接收天线，用于从发射器接收发射信号。但是，前端12的发射器部分实际上位于发射信号的远程设备中。前端12将接收的信号耦连到混频放大器14，其直接向下(directly-down)混频接收的信号到基带，同时基本消除1/f噪声和偏移。锁相环可能提供反馈以保持发射器和接收器的时钟彼此同相。 [0058] 各种实施例中，仪器放大器10可以提供一个或多于一个优点。例如，如上所述，仪器放大器10可以使用低功率在低频处完成稳定测量。这是仪器放大器10的基本结构的结果。如另一个优点，片上、双层多晶硅(poly-poly)电容器可能用于在仪器放大器中实现反馈电容器。多聚电容器使能快速动态开关并且可以和其他放大器组件在片上形成。通过结合两个多晶硅电极和插入二氧化硅电介质，多聚电容器可能和其他设备形成在片上。仪器放大器的增益可能由反馈电容器与输入电容器的比设置，并且以选择的参考电压为中心。进一步地，通过调制前端12处的输入信号，共模输入电压可在轨道(rail)间摆动，并且混频放大器14仍可以提取差分电压。这些优点仅仅是示例性的并且应被认为是仪器放大器提供的可能优点的子集。本公开内容中讨论了附加优点，或者本领域的技术人员在考虑本公开内容的基础上会发现这些附加优点。此外，这些优点可能不并存在每个实施例中。 [0059] 图2是说明了示例性仪器放大器10的信号流程的框图。图2中，前端12包括调制器20，用于调制低频输入信号32以产生调制输入信号21。输入电容(Cin)将调制器20的输出耦连到求和节点。对 于差分输入信号，Cin 13可能包括耦连到混频放大器14的第一输入的第一输入电容器和耦连到混频放大器14的第二输入的第二输入电容器。调制器 20将输入信号32的差分幅值调制到时钟信号21A提供的载波频率。如本公开内容中描述的其他时钟信号，时钟信号21A可能为方波信号，其通过在期望时钟频率处加1和减1有效地使信号成为多重。这样，在输入信号应用到混频放大器14之前，模块20斩波输入信号 32。一些实施例中，模块20可能包括一对互补金属氧化物半导体(CMOS)单极、由时钟信号 21驱动的双掷开关(SPDT)以将输入信号调制(斩波)到载波频率。CMOS SPDT开关可能彼此交叉耦连以剔除共模信号。 [0060] 在一个示例实施例中，CMOS开关可能耦连到一组差分电容器以形成连续时间开关电容器网络，其在混频放大器14的输入处形成输入电容Cin。该情况下，前端12可能耦连到生理传感器，生理传感器在其输出产生与感测的生理参数成比例的输入信号32。例如，输入信号32可能是来自一对电极或来自加速度计、压力传感器等的差分输出信号。另一个示例实施例中，CMOS开关可能耦连到电容器，电容器交流耦连调制输入信号21到混频放大器14的输入。在该情况下，前端12可能为阻抗传感器，其调制被施加穿过病人组织的刺激电流。在附加实施例中，前端12可能是遥测发射器的一部分。该情况下，输入信号32是电信号，其用数据编码，被时钟信号21A调制到载波频率以通过无线通道传输。 [0061] 下面结合反馈通路16描述反馈求和节点22。求和节点24表示在混频放大器14内引入偏移和1/f噪声。在求和节点24处，输入信号32的原始基带成分位于载波频率。 输入信号32的基带信号成分可能具有范围从0到大约100Hz的频率，并且载波频率可能为大约4kHz到大约100kHz。噪声23在求和节点24进入信号通路以产生噪声调制输入信号 25。噪声可能包括1/f噪声、跳跃噪声、偏移和可能在低(基带)频进入信号通路的任何其他外部信号。但是节点24处，原始低频成分已经由调制器20斩波到高频带。这样，低频噪声23与原始低频成分分离。 [0062] 混频放大器14从节点24接收噪声调制输入信号25。图2的 示例中，混频放大器14包括增益放大器26、调制器28和积分器30。放大器26放大噪声调制输入信号25以产生放大信号27。调制器28解调放大信号27。也就是说，调制器28上调制噪声23到载波频率并将原始基带信号成分从载波频率解调制回基带。调制器28可能包括开关例如CMOS SPDT开关，位于混频放大器14折叠共源共栅结构内的低阻抗节点。时钟信号21B供给调制器28，像时钟信号21A那样在同一载波频率处解调放大信号27。因此，时钟信号21A、21B将彼此同步。一些实施例中，时钟信号21A和时钟信号21B可能是同一信号，即由同一时钟供应。其他实施例中，为了测量电抗，可能改变时钟信号21A、21B、21C的相对相位。 [0063] 一些实施例中，时钟信号21A和时钟信号21B可能由不同的时钟供应。这些实施例中，调制器20和28彼此可能不精确地同相，并且可能增加附加电路以确保时钟信号21A和21B彼此保持同相。当仪器放大器用作眼惨接收器时，该情况可能由远程设备中的发射器使用以调制信号通过无线通道，同时调制器28可能由接收器使用以调制接收信号。这样，附加信号处理，如锁相环可能用于保持调制器20、28彼此同相。 [0064] 积分器30作用于解调信号29以在基带通过低频信号成分，并在载波频率基本消除噪声成分23。这样，积分器30提供了补偿和滤波。其他实施例中，补偿和滤波可能由其他电路提供。但是，本文描述的积分器30的使用可能是需要的。图6提供了混频放大器14的示例实施例的详细电路图。图2所示的反馈通路16向混频放大器14的输入提供负反馈以减少输出信号31中的毛刺。特别地，反馈通路16保持混频放大器输入处的信号变化很小。反馈通路16包括调制器34，其调制输出信号31以产生差分反馈信号35，其在节点22处被增加到前端12和混频放大器14之间的信号通路中。 [0065] 反馈路径16提供电容器比例换算和混频放大器的输入电容Cin以产生衰减，并从而在放大器10的输出处产生增益。因此，反馈通路16可能包括反馈电容(Cfb)17，其被选择以产生期望的增益，给出混频放大器14的输入电容(Cin)13的值。积分器30可能被设计为提供用可接受的贷款提供稳定的反馈通路16，同时也将上调制偏移 和1/f噪声从测量频带滤除。 [0066] 时钟信号21C在反馈通路16中驱动调制器34以在载波频率调制输出信号31。时钟信号21C可能得自与时钟信号B相同的时钟。但是，因为输出信号31为单端，反馈16包括两个反馈通路，将负反馈应用到混频放大器14的正输入端和负输入端。这样，两个反馈通路相位彼此相差180度，反馈通路的一个与调制器28同步调制。这确保了每半个时钟周期中存在一个负反馈通路。 [0067] 作为替代，一些实施例中，混频放大器14可能被配置以产生差分输入信号而不是单端输出信号。差分输出信号可能提供正输出和负输出。在该情况下，反馈通路16可以将正输出反馈回混频放大器14的正输入，并且将负输出反馈回混频放大器14的负输入。对于差分输出信号，反馈通路16将调制每个正输出和负输出。但是，正输出和负输出可以被调制为同相而不是异相。尽管差分输出是可能的，本文将出于说明的目的描述被配置为将单端输出转换为差分反馈的反馈通路16。 [0068] 图2中只示出了先前描述的额负反馈通路16。也就是说，图2中不包括先前描述的用于增加输入阻抗和构造高通滤波器的反馈通路。图2中不包括这些反馈通路，因为他们对于仪器放大器10的正常运行不是必要的。但是图10和图12中的信号流程图中包括反馈通路，并且一些应用中可能非常需要。 [0069] 图3A-3D是说明了图2的信号流程图中不同阶段的信号的频率成分的图。特别地，图3A说明了输入信号32的频率成分。频率成分由框40表示并位于图3A中的基带。 [0070] 图3B说明的噪声调制输入信号25的频率成分。图3B中，噪声调制输入信号25的原始基带频率成分被调制并用框42在奇次谐波处表示。噪声23的频率成分由点线43表示。由图3A可清楚看出，噪声23的频率成分的能量位于基带，并且原始低频成分的能量位于载波(斩波)频率及其奇次谐波。 [0071] 图3C说明了解调信号29的频率成分。特别地，解调信号29的原始低频成分位于基带后并由框44表示。噪声23的频率成分被调制并且由点线45表示。噪声23的频率成分位于图3C中载波(斩波) 频率奇次谐波处。图3C也说明了可能由积分器30施加到解调信号29的低通滤波器的作用。低通滤波作用由虚线49表示。 [0072] 图3D是说明了输出信号31的频率成分的图。图3D中，原始低频成分的频率成分由框46表示，并且噪声23的频率成分由点线47表示。图3D说明积分器30将频率成分从图3C中示出的低通滤波器通带外的噪声23中去除。可清楚地看到，来自噪声23的能量基本从输出信号31中消除，或者至少相对于本来将引入的原始噪声和偏移被减小。 [0073] 图4A-4D是说明了仪器放大器10内不同阶段处斩波稳定信号的阶跃响应时域特性的图。特别地，根据图2，图4A-4D说明了噪声调制输入信号25、放大信号27、解调信号29和输出信号31各自的时域特性。作为基准，图4A-4D的也说明了信号52、54、56、58和选择的参考电压50。信号52、54、56和58各自对应信号25、27、29和31，并且说明了没有反馈通路16的负反馈的时域特性。图4A-4C中，信号25、27和29在时间零以参考电压50为中心，并且随着时间推移被负反馈抑制并靠近参考电压50。因此，通过反馈通路16增加负反馈，交流信号在稳定状态趋向零。 [0074] 通常，图4A-4D说明了通过使用反馈通路16并在混频放大器14内低阻抗节点处切换，在仪器放大器中消除瞬态毛刺。该毛刺由仪器放大器10的的动态限值引起。但是，通过使混频放大器14中的活动信号在稳定状态趋向0或图4A-4D中的参考电压50，反馈16基本抑制了毛刺。 [0075] 图4A中的图示出了噪声调制输入信号25和相应信号52，没有负反馈。信号25和52以参考电压50为中心。噪声调制输入信号25由混频放大器14放大以产生放大信号27。 [0076] 如图4B所示，放大器26的有限带宽趋向于使放大信号27和对应信号54的边缘软化或圆整，取决于其有限的上升时间。当放大信号由方波调制时，调制信号29表现为叠加在期望信号上的一系列尖峰，如图4C所示。因此，输出信号31也表现为图4D中叠加在期望信号上的一系列尖峰。输出信号31中的尖峰可以产生显著的灵敏度误差，因为尖峰使期望信号的能量减少。另外，特别地，尖峰是有问题的， 因为尖峰可能与关心的信号类似，如固有的或诱发的ECG心脏电位(heart potentials)或EEG癫痫发作。 [0077] 仪器放大器10通过反馈16基本抑制毛刺在稳定状态。反馈16将输出信号施加回到混频放大器14的输入以使噪声调制信号25在稳定状态趋向零。因此，混频放大器14需要动态性能。这通过在信号结合到混频放大器14之前分割调制过程获得，其从切换(调制)动态中分离整体环动态。此外，通过关闭反馈通路，仪器放大器10的总增益由输入电容器和反馈电容器的比设置，输入电容器即前端12中的电容器Cin，反馈电容器即反馈通路16中的电容器Cfb。通过电容器的比设置增益使灵敏度通常不受晶体管中处理变化(process variations)的影响。这样，反馈16使仪器放大器10可以使用非常低的功率在低频完成稳定(低噪声)测量。 [0078] 仪器放大器10的不同增益可能用于不同应用。例如对于ECG感测，可能期望大约50的增益。对于EEG感测，可能期望接近500的增益。作为示例，Cin可以被设置为20皮法(pF)并且Cfb可以被设置为40飞法(fF)以获得大约500的增益用于例如EEG感测。作为另一个示例，Cin可以被设置为10pF并且Cfb可以被设置为200fF以获得大约50的增益。 [0079] 图5是示出了仪器放大器10的示例性噪声特性的波特图。特别地，波特图中的线58和59分别表示斩波之前的噪声(混频放大器14的输入之前)和斩波之后的噪声(混频放大器14的输出处)。线58说明斩波前的噪声内容近似位于低频。高频处只存在白噪声。优选实施例中，斩波频率在1/f噪声和热噪声截点的拐角之上。因此，线59示出了包含在信号中的噪声在斩波后基本被消除。包含在信号中的噪声在斩波后基本上为理论上的白噪声限值。 [0080] 图6是详细说明了仪器放大器的混频放大器14的示例实施例的电路图。如上所述，混频放大器14放大噪声调制输入信号25以产生放大信号并解调放大信号。混频放大器14也基本从解调信号消除了噪声以产生输出信号31。在图6的示例中，混频放大器14是在低阻抗节点具有开关的改良折叠共源共栅放大器。改良折叠共源共栅放大器允许电流被分配到最大噪声效率。通常，图6中折叠共源共栅结构被 修改，增加了两组开关。一组开关用开关60A和60B说明(一起被称为“开关60”)并且另一组开关包括开关62A和62B(一起被称为“开关62”)。 [0081] 开关60由斩波逻辑驱动以支持放大信号的斩波，用于在斩波频率处解调。特别地，开关60解调放大信号并调制前端偏移和1/f噪声。开关62被嵌入由晶体管M6、M7、M8和M9组成的自偏压共源共栅镜，并且由斩波逻辑上驱动以上调制来自晶体管M 8和M 9的低频误差。M6和M7中的低频误差由来自晶体管M8和M9的源极负反馈减少。放大器26的输出在基带，允许晶体管M10和电容器63(Ccomp)组成的积分器稳定反馈通路16(图6中未示出)并滤除调制偏移。 [0082] 混频放大器14具有三个主块：跨导器(transconductor)、解调器和积分器。核心与折叠共源共栅类似。在跨导器部分，晶体管M5是用于一对差分输入晶体管M1和M2的电流源。一些实施例中，晶体管M5可能流过大约800nA的电流，在晶体管M1和M2之间分流，例如每个400nA。晶体管M1和M2是放大器14的输入。小电压差异导引差分电流以典型的差分对方式进入晶体管M1和M2的漏极。晶体管M3和M4作为低侧电流宿，并且可能每一个接收固定的、通常不变的大约500nA的电流。晶体管M1、M2、M3、M4和M5一起构成了差分跨导器。 [0083] 该示例中，大约100nA的电流通过解调器部分的每个脚。来自晶体管M1和M2的斩波频率的交流电流也流过解调器的脚。开关60使电流在解调器的脚之间交替，以将测量信号解调回基带，同时来自跨导器的偏移被上调制到斩波器频率。如上所述，晶体管M6、M7、M8和M9组成自偏压共源共栅镜，并且使信号在通过进入晶体管M10和电容器63(Ccomp)组成的输出积分器之前为单端(single-ended)。位于共源共栅(M6-M9)内的开关上调制来自晶体管M8和M9的低频误差，同时晶体管M6和晶体管M7的低频误差由她们从晶体管M8和M9接收的源极负反馈消除。源极负反馈也消除来自偏压N2晶体管66的误差。偏压N2晶体管M12和M13构成共栅放大器，对斩波器开关表现为低阻抗，并且使信号电流通过，到达晶体管M6和M7而不受 漏极电压的影响。 [0084] 输出直流信号电流和上调制误差电流通到积分器，其由晶体管M10、电容器63和底部NFET电流源晶体管M11构成。此外，该积分器用作稳定反馈通路并滤除上调制误差源。晶体管10的偏流可能为大约100nA，并且与晶体管M8相比被比例换算。低侧NFETM11的偏流可能也为大约100nA(宿)。因此，积分器等同于没有信号。如果期望更大的电流驱动，积分尾部(integration tail)的电流可以使用标准集成电路设计技术适当增加。图6的示例中不同的晶体管可能为场效应晶体管(FETs)，并且更特殊地为CMOS晶体管。 [0085] 图7是详细说明了仪器放大器10的框图。应该理解图7只是示例性的并且不应被认为以任何方式限制本公开内容描述的发明。相反，图7的目的是提供用于详细描述仪器放大器10的运行的综述。该综述用作框架，相对于本公开内容中提供的详细电路图描述上述示例实施例。 [0086] 图7中，前端12输出调制差分出入信号25。调制差分输入信号以载波频率携带关心的信号。如上所述，前端12可能是各种不同组件的形式。前端12可能是例如连续时间开关电容器网络、阻抗传感器和遥测发射器的一部分，连续时间开关电容器网络调制(斩波)来自胜利传感器的输入信号，阻抗传感器调制刺激电流以产生交流调制信号，交流调制信号通过病人的组织被交流耦连到混频放大器，遥测发射器的一部分调制数据编码输出信号到载波频率，以通过无线通道传输。这样，应该理解前端12可能是产生本公开内容概括描述的差分调制信号任何组件或组件的结合。 [0087] 特别地，当使用耦连到生理传感器的连续时间开关电容器网络实现时，连续时间开关电容器网络作为调制器，调制(斩波)生理传感器输出的差分信号到载波频率。生理传感器可能为一组电极、加速度计、压力传感器、电压传感器或输出差分电压信号的其他传感器。特别地，生理传感器可能产生例如与生理信号成比例的差分信号，生理信号为例如ECG信号、EMG信号、EEG信号或其他信号。由传感器产生的差分信号是低频信号。使用生理信号作为示例，差分信号的频率可能在大约0Hz到大约100Hz的范围内，并且可能小于大约2Hz， 并且一些情况下小于大约1Hz。 [0088] 可能使用不同于生理传感器的传感器。也就是说，传感器不需要输出与生理信号成比例的差分信号。相反，传感器可能是输出差分信号的任何电极、加速度计、压力传感器、电压传感器或其它传感器，该差分信号可能不代表生理信号或用于医疗感测应用。但是，对于生理传感器，载波频率可能在大约4kHz到大约10kHz的范围内，尽管其他频率也是可能的。但是重要的是，载波频率足够大，大于关心的基带信号的频率，并且在不向信号引入显著噪声的范围内，即混频放大器运行时不向信号引入噪声的频率。 [0089] 该情况下，前端12的调制器可能包括开关的差集(differentialset)，例如CMOS开关，其在生理信号的输出之间切换以调制(斩波)输入信号的幅值。时钟96供应时钟信号，前端12的调制器和混频放大器14中的解调器使用该时钟信号在载波(斩波)频率调制差分输入信号。开关在一端处彼此交叉耦连，并且在传感器的输出端之间切换，以剔除共模信号并作为连续时间过程，即非采样过程。开关另一端被耦连到混频放大器的输入电容器以形成连续时间开关电容器网络。这样，前端12在混频放大器14的输入处幅值调制(斩波)差分输入信号。因此，前端12产生的调制差分输入信号是频率与载波频率相等的方波。图8中提供了该示例实施例的电路图。 [0090] 当前端12作为阻抗传感器实现时，前端12可能包括一组CMOS SPDT开关，其一端耦连到参考电压并且另一端耦连到对应电阻器。在参考电压之间切换的开关彼此交叉耦连，以通过电阻器调制(斩波)刺激电流并剔除共模信号。电阻器可能串联到各自的电容器，电容器通过病人的组织交流耦连到混频放大器14。斩波的刺激电流在组织上产生幅值在载波频率处被调制的斩波电压，该组织交流耦连到混频放大器。图9中提供了用于该示例实施例的电路图。 [0091] 当使用仪器放大器10用于解调遥测信号时，前端12可能被看作遥测系统中发射器的一部分。特别地，前端12可能使用本领域中已知的任何遥测电路实现，其调制数据编码信号到载波频率，以通过无线通道传输。例如，前端12可能被看作植入病人体内的IPG中的接收器，并且与临床医生或病人程序设计器通信。作为替代，前端12可 能是临床医生或病人程序设计器的一部分，并且与植入病人体内的IPG通信。图15A提供了该实施例的详细框图。 [0092] 总之，前端12产生用于混频放大器14的差分输入信号。噪声例如1/f噪声、跳跃噪声和偏移由混频放大器14进入仪器放大器10的信号通道以产生噪声调制输入信号25。噪声调制输入信号25包括被上调制到载波频率的原始低频成分和基带的噪声成分。 [0093] 如上所述，混频放大器14可能使用图6说明的改良的折叠共源共栅放大器结构实现。基准和偏流发生器为混频放大器14提供偏流和参考电压。简明起见，图7中示出的混频放大器包括放大器84、解调器86和积分器88，对应图2中的放大器26、解调器28和积分器30。因此，放大器84放大噪声调制输入信号25并且解调器86解调放大信号27。更特别地，解调器86解调放大信号的原始低频成分回到基频，并且将噪声23上调制到载波频率，从而保持期望的信号与噪声分离。时钟96供应时钟信号以驱动解调器86。例如，根据图6的电路图，时钟96供应时钟信号以驱动开关60和62作为解调器86。积分器88相对于基准和偏流发生器94供应的参考电压积分解调信号29，并且作为低通滤波器基本消除具有基带外频率的信号成分。因此，解调信号29的载波频率的噪声基本从积分器88的输出即信号31中消除。 [0094] 图7中，反馈16包括负反馈通路90、负反馈通路92和正反馈通路98。为了提供差分到单一的转换，反馈通路90、92和98的每个可能包括两个对称的反馈通路分支，以分别向混频放大器14的正差分输入和负差分输入提供反馈。特别地，负反馈通路90为混频放大器的输入提供负反馈以保持信号变化小。负反馈通路90的每个反馈通路分支使用基准和偏流发射器94提供的参考电压调制输出信号31。为了确保一个负反馈通路始终存在于负反馈通路90中，应用到反馈通路90的负反馈通路分支的斩波频率的相位应该彼此相差180度，反馈通路的一个与前端12同步。这样，负反馈通路90的反馈通路分支的一个在每半个时钟周期之间施加负反馈。因此，混频放大器14的输入处的差分信号小，并且以参考电压为中心。负反馈90基本消除了仪器放大器的动态限值，即输出信号31中的毛刺。 [0095] 负反馈92允许构造高通滤波器。特别地，负反馈通路92相 对于基准和偏流发射器94提供的参考电压积分仪器放大器10的输出，即输出信号31，并且将积分信号通过电容器应用到混频放大器14的输入。负反馈通路92的每个反馈通路分支使用参考电压调制积分输出信号。与上述负反馈通路90的反馈通路类似，负反馈通路92的反馈通路分支的相对相位应该确保每半个时钟周期存在一个负反馈通路。运行时，负反馈通路92主要应用于低频，并且消除仪器放大器10的直流响应。但是，负反馈通路90主要应用于通带频率。反馈通路90中反馈电容的比例换算和反馈通路92的时间常数设置滤波器的高通拐角。换句话说，反馈通路90和92中的电容器用于设置高通拐角。 [0096] 作为示例，当仪器放大器10用于心脏监视应用时，高通滤波器可能用于剔除后起搏伪像，并且当仪器放大器用于监视脑信号时滤除电极偏移。作为示例，反馈通路92可能用于使用大约2.5Hz、0.5Hz或0.05Hz的截止频率构造高通滤波器。该情况下，反馈通路92可能主要应用于低于2.5Hz、0.5Hz或0.05Hz的截止频率的频率，同时反馈通路90可能主要应用于超过截止频率的频率。一个示例中，反馈通路92可能具有大约0.5Hz的截止频率，允许反馈通路90主要应用于超过大约0.5Hz的频率，例如大约5Hz到100Hz。 [0097] 正反馈通路98增加了仪器放大器10的输入阻抗。更特别地，正反馈通路98采样输入信号31并在输入信号被斩波器调制前向前端12提供反馈。正反馈实际上将采样过程中损失的输入电容器上的电荷“替换”到混频放大器。正反馈通路98可能使仪器放大器的输入阻抗增加一个数量级或更多。正反馈通路98的每个反馈通路分支可能包括开关电容器配置以向输入电容器增加补偿电荷。 [0098] 尽管图7描述了反馈通路16包括正反馈通路90、负反馈通路92和正反馈通路98，可能只为仪器放大器10提供负反馈通路90以使用非常低的功率在低频完成稳定测量。因此，反馈通路92、98可能作为可选择的辅助反馈通路，使仪器放大器10能获得附加性能增强。因此本公开内容描述的本发明的各种示例实施例可能包括反馈通路92、98中的一个或两个或不包括。当仪器放大器包括反馈通路92和98时，正反馈通路98可能从负反馈通路92采样积分输出信号，而不采样混频放大器14的输出信号。根据附加特征的电路图，反馈通路90、92、 98的相关配置会更加明显。 [0099] 一些实施例中，时钟96可能包括一个或多于一个时钟。例如当仪器放大器植入单片机时，单个时钟可能向前端12、混频放大器14和反馈通路16供应时钟信号。但是，一些实施例中，例如当仪器放大器10用于解调遥测信号时，前端12可能在分离的芯片上实现，而不是在混频放大器14和反馈16上实现。在该情况下，一个时钟可能为前端12供应时钟信号，同时不同的时钟为混频放大器14和反馈16提供时钟信号。在该情况下，两个时钟可能彼此不同相。由于时钟应该彼此同相以确保发射的信号可以被恢复，接收器可能需要附加电路以与时钟同步。 [0100] 基准和偏流发生器94向前端12、混频放大器14、负反馈通路90和负反馈通路92供应偏流电压。当前端12包括生理传感器时，基准和偏流发射器94可能供应驱动生理传感器的参考电压。基准和偏流发射器94可能也向阻抗传感器的电极供应电压。相对于混频放大器14，基准和偏流发射器94可能供应用于偏流晶体管的偏流电压，如图6所示。与前述反馈通路90和92中的信号混频的参考电压可能也由基准和偏流发射器94供应。0伏到1.2伏(带隙)或0伏到0.6伏(半个带隙)的偏流电压可能用作偏置点。 [0101] 图8是说明仪器放大器100的电路图。仪器放大器100是本公开内容前述的仪器放大器10的示例实施例。图8中，仪器放大器100包括传感器101，传感器101产生其输出102A和102B之间的差分电压(一起被称为“输出102”)。输出102A和102B提供各自电压Vin-plus和Vin-minus。传感器101可能是生理传感器，其将生物物理信号转换成输出 102两端的差分电压。例如，传感器101可能是加速度计、压力传感器、力传感器、陀螺仪、湿度传感器、一对电极等等。 [0102] 输入102A和102B通过开关104A和104B(一起被称为“电容器106”)分别连接到电容器106A和106B(一起被称为“开关104”)。开关104由系统时钟(未示出)提供的时钟信号驱动，并且彼此耦连以剔除共模信号。电容器106一端耦连到开关104中对应的一个，并且另一端耦连到混频放大器116的对应输入。特别地，电容器106A耦连到混频放大器116的正输入，并且电容器106B耦连到混频放大器116 的负输入，提供差分输入。 [0103] 图8中，传感器101、开关104和电容器106构成前端110。前端110通常对应仪器放大器的前端12。特别地，相对于前端12，前端110作为前述的连续时间开关电容器网络。开关104在开状态和关状态之间切换，其中输入102以时钟频率被耦连到电容器106以将传感器101的输出调制(斩波)到载波(时钟)频率。如上所述，传感器101的输出可能是范围在大约0Hz到大约100Hz内的低频信号。载波频率可能在大约4kHz到大约10kHz范围内。因此，低频传感器输出被斩波到高斩波频带。 [0104] 开关104彼此同相切换以为混频放大器116提供差分输入信号。在时钟信号的第一相位期间，开关104A将传感器输出102B连接到电容器106A，并且开关104B将传感器输出102A连接到电容器106B。第一相位期间，开关104改变状态以使开关104A将端口102A耦连到电容器106A，并且开关104B将端口102B耦连到电容器106B。开关104在第一相位和第二相位之间同步交替以在输出102处以载波频率调制差分电压。得到的斩波差分信号应用到电容器106两端，电容器106将差分信号耦连到混频放大器116的输入之间。 [0105] 电阻器108A和108B(一起被称为“电阻器106”)提供直流传导通路，其在混频放大器116的输入处控制电压偏流。换句话说，电阻器108可能被选择以提供等效电阻，用于保持高偏流阻抗。电阻器108可能被选择以提供5GΩ等值电阻器，但是等效电阻器对于仪器放大器100的性能不是关键。通常，增加阻抗改良了噪声性能并剔除了谐波，但是延长了从过载恢复的时间。为了提供参考设计，输入电容(Cin)为大约25pF时，5GΩ等值电阻器导致大约20nV/rt Hz的参考输入(RTI)噪声。考虑到该结果，保持高阻抗的更强大的动机是剔除高频谐波，由于每半个时钟周期期间作用在混频放大器的输入节点，高频谐波能够叠加到信号链。 [0106] 重要的是注意电阻器108仅仅是示例性的，用作说明控制混频放大器116信号输入的很多不同偏流方案中的一个。实际上，偏流方案是灵活的，因为得到的等效电阻的绝对值不是关键。通常，电阻器108和输入电容器106的时间常数可能被选择为大于斩波频率倒数 的大约100倍。 [0107] 混频放大器116可能在应用到其输入的差分信号中产生噪声和偏移。为此，差分输入信号通过开关104A、104B和电容器106A、106B被斩波，以使关心的信号位于与噪声和频移不同的频带。接着，混频放大器第二次斩波放大信号以将关心的信号下解调至基带，同时将噪声和偏移上解调到斩波频带。这样，仪器放大器100保持噪声、偏移与关心的信号基本分离。混频放大器116和反馈通路118处理噪声调制输入信号，当运行在低功率时获得传感器101输出的低频信号的稳定的测量值。 [0108] 如上所述，运行在低功率趋向于限制混频放大器116的带宽并在输出信号中产生失真(纹波)。混频放大器116和反馈通路118对应于前述混频放大器14和反馈通路16类似的方式并运行在该方式下。更特别的是，反馈通路118对应图7中描述的负反馈通路90。混频放大器116和反馈通路118分别通过低阻抗节点处斩波和交流反馈的结合基本消除了斩波稳定的动态限值。 [0109] 简明起见，图8中用放大器的电路符号表示混频放大器116。但是，应该理解混频放大器116可能根据图6提供的电路图实现。因此，混频放大器116现对于前端提供了同步解调，并基本消除了来自信号的1/f噪声、跳跃噪声和偏移，以输出信号，该信号是传感器101产生的差分电压的放大表示。 [0110] 没有反馈通路118提供的负反馈，由于低功率放大器的有限带宽，混频放大器116的输出将包括叠加在期望信号上的尖峰。但是，由反馈通路118提供的负反馈抑制这些尖峰，以使稳定状态的仪器放大器的输出是传感器101产生的差分电压的放大表示，具有很小的噪声。 [0111] 图8中的反馈通路118可能包括提供差分到单端接口的两个反馈通路。上反馈通路分支调制混频放大器116的输出，为混频放大器116的正输入端提供负反馈。反馈通路分支包括电容器112A和开关114A。类似地，反馈通路118的下反馈通路分支包括电容器112B和开关114B，其调制混频放大器116的输出，为混频放大器116的负输入端提供负反馈。电容器112A和112B的一端分别被连接到开关114A 和114B，并且另一端被分别连接到混频放大器116的正输入端和负输入端。 [0112] 开关114A和1114B在参考电压(Vref)和混频放大器116的输出之间切换，以分别在电容器112A和112B上放置电荷。参考电压可能是例如放大器116的最大轨电压和地之间的中轨电压(mid-railvoltage)。例如，如果放大器电路由0到2伏的电源供电，那么中轨Verf电压可能为大约1伏。重要的是，开关114A和114B彼此的相位差应该为180度，以确保每半个时钟周期内存在一个负反馈通路。开关114中的一个也将与混频放大器116同步，以使负反馈抑制混频放大器116输入信号的幅值，以保持信号变化小，在稳定状态。通过保持信号变化小并在混频放大器的低阻抗节点处切换，例如图6的电路图所示，切换节点处只出现显著电压转换。因此，混频放大器116的输出处毛刺(纹波)基本被消除。 [0113] 开关104和114和混频放大器116的低阻抗节点处的开关可能是CMOS SPDT开关。 CMOS开关快速动态切换，其使切换可以被视为连续过程。仪器放大器100的转换功能可能由以下方程(1)提供的转换功能定义，其中Vout是混频放大器116的输出电压，Cin是输入电容器106的电容，ΔVin是混频放大器116输入处的差分电压，Cfb是反馈电容器112的电容，Vref是开关114与混频放大器116混频的参考电压。Vout＝Cin(ΔVin)/Cfb+Vref (1)由方程(1)，很明显仪器放大器的增益由输入电容器Cin和反馈电容器Cfb的比设置，即电容器106和电容器112的比。Cin/Cfb的比可能被选择为大约100。电容器112可能为多聚、片上电容器或其他类型的MOS电容器，并应良好匹配，即对称。 [0114] 尽管图8中未示出，仪器放大器100可能包括分流反馈通路，用于自动调零放大器100。分流反馈通路可能用于快速复位放大器100。也可能提供紧急充电开关以分流偏流点，以帮助快速复位放大器。输入电容器106的功能是上调至来自传感器101的低频差分信号，差分输入通过SPDT开关104被连接到感测电容106A、106B。开关的相位为交流跨导混频放大器116提供差分输入。这些开关104以例如时钟 频率4kHz运行。因为感测电容器 106在两个输入之间切换，差分电压被上调制到载波频率，同时电荷转移功能中低频共模信号被抑制接近0。高频共用信号(common signal)的消除依靠该差分结构和电容器的良好匹配。 [0115] 如图8进一步示出的应用中，测量和心脏起搏器、心脏除颤器或神经刺激器提供的刺激脉冲一起进行，消隐电路可能被增加到仪器放大器100、混频放大器116的输入，并耦连电容器106，以确保重新连接混频放大器到前端110之前，输入信号被稳定。例如，消隐电路可能为消隐复用器(MUX)111，其选择性地使混频放大器116耦连前端110或与前端110分离。消隐电路选择性地使混频放大器116与差分输入信号分离，并且选择性地在例如提供刺激脉冲期间仅能第一调制器和第二调制器，即开关104、114。 [0116] 消隐MUX 111是可选的，可能不是必须的。驱动开关104、114使其作为解调器的时钟不能简单地被关闭，因为混频放大器116上的剩余偏移电压将使放大器在几毫秒内饱和。因此，在心脏起搏器活除颤器或神经刺激器应用刺激期间或之后的特定时期，可能提供消隐MUX以使放大器116与输入信号分离。 [0117] 为了完成适当的消隐，输入和反馈开关104、114应该被无效，同时混频放大器116继续解调输入信号。这保持了混频放大器116内积分器的状态，因为解调信号不出现在积分器的输入处，同时解调器继续斩波直流偏移。因此，消隐MUX 111可能进一步包括被配置为消隐间隔期间可选择地无效开关104、114的电路或与该电路联系。后期消隐(Post blanking)，混频放大器116可能需要附加时间以重新稳定，因为干扰可能持续。这样，总消隐时间包括用于调制输入信号同时输入和开关104、114被无效的时间和稳定任何持续干扰的时间。刺激脉冲应用之后示例的消隐时间可能为大约8ms，5ms用于混频放大器，3ms用于交流耦连组件。 [0118] 图9是说明了用于测量组织负载211两端阻抗的仪器放大器。组织负载211表示病人的组织，仪器放大器200为该组织测量阻抗。组织211可能为器官组织，如心脏组织、肺组织或脑组织、肌肉组织、脂肪组织或其他组织，为该组织测量阻抗以诊断慢性病或急性病状态 或其他医疗情况。用于阻抗测量的一些示例应用包括检测肺水肿、呼吸的每分钟换气量测量、心脏动态测量和脑信号测量。通常，重要的是仪器放大器200不刺激组织中的可兴奋细胞或导致其他有害的结果如电极腐蚀。 [0119] 仪器放大器200可能通常与根据图1-7描述的仪器放大器10一致。图9的示例中，仪器放大器200应用同步检测原理以使用低功率、固有电荷平衡、消除电极电势和小刺激电流精确测量组织负载211的阻抗。仪器放大器200是上述仪器放大器10的示例实施例。类似与仪器放大器10，仪器放大器200包括前端210、混频放大器226和反馈通路228。这些特征可能对应仪器放大器10的前端12、混频放大器14和反馈通路16。 [0120] 图9中，前端210包括端口202A和202B(一起被称为“端口202”)处的输入电压、开关204A和204B(一起被称为“开关204”)、电阻器206A和206B(一起被称为“电阻器 206”)、电容器208A和208B(一起被称为“电容器208”)。通常，前端210调制刺激电流，刺激电流在组织负载211上产生电压。刺激电流可能通过两个或多于两个电极施加到组织负载211两端，两个或多于两个电极可能被安装在一个或多于一个引线上或由植入式医疗设备外壳的表面携带。类似地，得到的组织负载211两端的电压信号可能由配置在一个或多于一个引线上或配置在设备外壳上的两个或多于两个电极感测。组织负载211上的电压交流分别由电容器222A和222B(一起被称为“电容器222”)耦连到混频放大器226的正输入和负输入。这样，组织负载211表示的组织不承受直流电流。此外，大约10μA或更小的小调制(交流)刺激电流可能基本不刺激组织负载211表示的组织。 [0121] 开关204在端口202处的输入电压(Vstim+和Vstim-)之间切换，以产生通过电阻器206A与电容器208A、电阻器206B与电容器208B的电阻器-电容器(RC)对。开关204、电阻器206和电容器208可能形成交流(ac)源，其以一个时钟频率产生交流刺激电流，应用到负载如211。特别地，开关204、电阻206和电容器208组成的调制器以时钟频率调制第一电压Vstim+和第二电压Vstim-，以产生应用于负载的刺激电流。但是，其他类型的交流源可能用于提供用于阻抗测 量的交流刺激电流。 [0122] 所使用的仪器放大器200(诸如植入式医疗设备)中的装置内的稳压电源可以提供输入电压Vstim+和Vstim-。实际上，开关204通过RC对(206，208)以斩波频率打开和关闭以斩波端口202处的输入电压所发送的输入刺激电流，从而测量组织阻抗。以这种方式，前端210产生调制的差分输入信号，该调制的差分输入信号由混频放大器226和反馈通路(feedback path)228进行处理。引线(leads)上携带的电极可以端口202处的刺激电流，其中引线与植入病人体内的IPG相连。这是一个使用发送的刺激电流测量阻抗的示例。作为一个选择，可以通过一个或多于一个开关电流源产生测量阻抗的刺激电流。可以通过刺激电流的限制、线性测量和与驱动开关204的时钟(未显示)相对比的仪器放大器200的时间常数，确定端口202处的参考电压和电阻器206和电容器208的大小。 [0123] 作为一个示例，使用10μA的刺激电流，可以在端口202A和202B处分别提供2V和0V的电压，并且电阻器206可以选择100kΩ的电阻器。使用电容为10nF的电容器208可以产生时间常数是1ms的刺激电流，其需要刺激电流具有大约5kHz的频率以保证沉降动态过程(settling dynamics)的误差最小。假设1kHz的负载，在这种情况下，非线性测量限制在0.5％以下。 [0124] 混频放大器226的输入可以包括高通滤波器212和耦合电容器222A、222B。在一些实施例中，高通滤波器212帮助将后起搏恢复(post-pace recovery)保持在测量心脏动态的最小值。在图9中，高通滤波器212包括电容器214A、214B(统称为“电容器214”)和电阻器216A、216B(统称为“电阻器216”)。可以选择电容器214和电阻器216的值以便高通滤波器212具有高通转角频率以使相位误差最小，如，当在2.5ms-5ms时间常数内时解决任何残留起搏误差时，小于1％的相等测量误差发生在混频放大器226中。对一些实施例，诸如心脏阻抗分析，例如，高通转角频率可以在大约300Hz-800Hz的范围内。 [0125] 电阻器224A和224B(统称为“电阻器224”)控制混频放大器226的输入电压。此外，电阻器224与图7的电阻器108相似并且 仅仅是示例性的。如前面所述，可以选择电阻器224或不同的偏置方案以提供5GΩ的等同电阻器，虽然绝对值不重要。 [0126] 在小功率工作时，混频器226和反馈通路228可以处理噪声调制的输入信号以实现组织负载211上不同电压的稳定测量。混频器226和反馈通路228通常对应于图7中的混频放大器116和反馈通路118。此外，混频放大器226相对于前端12提供同步解调并且基本消除放大输出信号的噪声，如1/f噪声、跳跃噪声和偏置。可以使用具有开关的修改的接式结构在低阻抗节点执行混频放大器226，如基本如图6所示。 [0127] 如图9中所示，反馈通路228包括上反馈通路分支和下反馈通路分支，其可以提供负反馈和单差分界面。上反馈通路分支和下反馈通路分支包括电容器230A和230B(统称为“电容器230”)，其分别与开关232A和232B(统称为“开关232”)相连。开关232A和232B相互间相位相差180度并且在混频放大器226输出和参考电压(Vref)之间切换以调制混频放大器226的输出。因此，反馈通路218可以提供负反馈以使混频放大器226的输入中的信号改变和本发明先前描述的一样小。 [0128] 开关206、开关232和混频器226中低阻抗节点处的开关可以是CMOS SPDT开关或其他开关，其可以快速开关动态。仪器放大器200的传递函数与上述描述的图7和图8中提供的仪器放大器100的传递函数相同。因此，反馈电容器(如电容器230)的电容与输入电容器(如电容器222)的电容的比可以设置仪器放大器226的增益。电容器222和230可以是双层多晶硅电容器(poly-poly capacitor)或其他类型的MOS电容器，并且应该相配，如对称。电容器222和230置于具有其他仪器放大器组件的芯片上。 [0129] 在运行中，仪器放大器200可以把电磁干扰(EMI)调入载波频率的调制输入信号和奇次谐波。为了确定信道是否被损坏，可以使用施加在前端210的非刺激电流监测仪器放大器200的输出。可选地，可以使用扩展频谱技术打破前端210和混频放大器226之间的同步时钟检测。扩展频谱时钟将不相关的噪声分解成基本被混频放大器226 消除的宽频带噪声信号，与此同时保留相关的阻抗测量。 [0130] 仪器放大器200的输出可以发送到模数转换器(ADC)(未显示)，其应用其他处理测量组织负载211的阻抗。此外，当仪器放大器200被植入病人体内时，组织电极界面(前端12)可以与测量电路(混频放大器226和反馈通路228)电流隔离。隔离可以帮助阻止电极极化并且保证穿过电极的净电荷平衡。 [0131] 仪器放大器200可以用来将引线阻抗的测量与水肿、分钟通气量、和心脏动态的阻抗测量分开。其原因是对两种测量的需要不同。引线阻抗通常需要在发送起搏或刺激脉冲之前使用需要测量的几个向量快速采样。因为刺激脉冲紧随测量之后，所以检测信道的扰动不是主要问题。这有益于应用大量、快速的取样的刺激电流。然而，水肿、分钟通气量、和心脏动态的测量是在低频下进行的，在该低频频率下，检测信道不受扰动和噪声的干扰。该测量(如引线阻抗的测量)的显著扰动危害检测信道准确检测触发电位快速起搏的能力并且可能导致过分敏感。因此水肿、分钟通气量、和心脏动态的测量有益于低能级刺激、连续时间取平均的方法。仪器放大器200使水肿、分钟通气量、和心脏动态的测量与引线阻抗的测量分开。 [0132] 尽管图9中未显示，在应用中可以结合心脏起搏器或刺激器发送的刺激脉冲进行测量。消隐电路(blanking circuitry)，诸如图8中所示的消隐MUX，可以被添加到仪器放大器200中。例如，消隐MUX可以将输入电容器222与混频放大器226的输入分离。此外，在消隐期间，输入和反馈调制器可以被无效。在一些实施例中，消隐MUX可以位于高通滤波器212和耦合电容222之间以保证在混频放大器226重新连接在前端210之前设置输入信号。因此，消隐电路可以是多路复用器(MUX)，其有选择地将混频放大器226耦合在前端210上和与前端210分离。如图8中所述，迫切需要消隐电路是因为时钟驱动开关不能被简单地关闭，这是因为混频放大器226上的残留偏置电压在几毫秒后将使放大器饱和。 [0133] 为了实现合适的消隐，当混频放大器226连续解调输入信号时，输入和反馈开关222、232因该被无效。因为当解调器连续斩波直 流偏置时，积分器的输入中没有调制的信号，所以可以在混频放大器226中保持积分器的状态。快速消隐、混频放大器226可能需要另外的时间来重新设置，因为可能存留一些扰动。因此，总消隐时间包括当输入和反馈开关被无效时解调输入信号的时间和解决(settling of)任何存留扰动的时间。一个示例消隐时间大约是8ms，其中混频放大器226占用5ms，AC耦合组件占用3ms。 [0134] 通过实验，已经发现通过仪器放大器220测量的线性，对500nA的刺激电流理论限制为0.05％，对10μA的刺激电流理论限制为1.5％。由于混频放大器226的输出阻抗有限，所以在高阻抗时线性最差。换句话说，刺激电流越高，线性越差。在实践中，当合理的刺激向量穿过大约1kΩ的组织负载时，可观察的非线性非常小。 [0135] 实验显示所测得的包括混频放大器和负反馈的仪器放大器的背景噪声大约是100nV/rt Hz，诸如仪器放大器100和200。这与理论预期的刺激电流为1μA的混频放大器 226的输入晶体管的热噪声相符。对于10μA的刺激电流，其转化为0.01ohms/rt Hz等效背景噪声，该等效背景噪声低于许多生理应用的需求。 [0136] 图10是说明了包括构造高通滤波器的负反馈的仪器放大器300的信号流程图示例。相对于图2，除了负反馈通路92之外，图10中的仪器放大器300的结构可以基本与仪器放大器10的结构相同。此外，图2和图10中相似的数字表示相似的功能。为了简洁和避免冗余，不详细描述流过前端10、混频放大器14和反馈通路90的信号。代替地是，描述混频放大器14产生的穿过负反馈通路92的输出信号流31。 [0137] 通常，负反馈通路92对输出信号31执行额外的信号处理以在混频放大器14的输入处构建高通滤波器。高通滤波器基本消除频率低于高通滤波器转角频率的信号组份。例如，反馈通路94可以将转角频率设置成大约等于2.5HZ、0.5Hz、0.05Hz。通常，负反馈通路92抑制转角频率和DC之间的信号。如上所述，反馈通路92为穿过对称反馈通路的混频放大器14的各自输入端提供差分反馈。反馈通路相互之间相位相差180度以便在每个时钟周期的每半周期期间施加负反馈。 [0138] 如图10所示，负反馈通路92包括积分器302和调制器304。积分器302相对于参考电压积分输出信号31。该参考电压与由调制器20、28和34使用仪器放大器300的信号调制的参考电压相同。在一些实施例中，开关电容积分器可以用作积分器302。在其他实施例中，可以使用标准RC积分器。然而，开关电容积分器可以提供某些优点。 [0139] 调制器304调制积分器302的输出以为混频放大器14提供差分电压。因为调制器304与反馈通路90同步，时钟信号21C也驱动调制器304。如图10所示，当积分器302被应用为开关电容积分器时，时钟信号21C还被提供给积分器302。图10还显示反馈通路90的输入电容(Cin)13和反馈电容(Cfb)17，反馈通路92的高通滤波器(Chp)10。 [0140] 在运行中，积分器302在调制器304的开关电容器上产生电压，其与调制器34的开关电容器上电荷相反。当步阶输入(input step)被应用到混频放大器14时，积分器30将信号积分。首先，解调的信号29和积分器30的参考电压之间的电压差相对较大。相反，输出信号31的电压和积分器302的参考电压之间的电压差相对较小。因此，积分器30在调制器34的开关电容器上积聚电荷比积分器302在调制器34的开关电容器上积聚电荷更快。 [0141] 然而，时间过长时，已调制信号29与积分器30的参考电压之间的电压差减少并且积分器不能积聚同样多的电荷。同时，输出信号31的电压和积分器302的参考电压之间的电压差变大并且积分器302在调制器304的开关电容器上积聚更多的电荷。因此，在稳态下，反馈通路92支配反馈通路90并且反馈相反电荷(counter charge)大多数通过负反馈通路92提供。因此，反馈通路92可以通过电容器17和19(Cfb和Chp)的比值设置高通转角，并且通过电容器和积分器302的时钟频率设置时间常数。重要地，因为仪器放大器300可以完全在单个芯片上执行，所以高通滤波时可以不需要片外电容器。 [0142] 图11是说明仪器放大器300的电路图。如图11所示，除了负反馈通路92之外，仪器放大器300的结构基本与仪器放大器100的结构相同。此外，图7和图10中的相似数字表示相同的功能。为了简 洁和避免冗余，不描述相同组件的运行。然而，描述反馈通路92的运行。 [0143] 负反馈通路92分接(tap off)混频放大器116的输出并且将负反馈施加到混频放大器116的输入。在图11的示例中，积分器302是开关电容积分器。积分器302可以是混频放大器116内提供的解调器和积分器以外的积分器。开关电容积分器包括电容器310，该电容器310通过开关312A耦合在放大器116的输出和接地之间，和通过开关312B耦合在放大器316的负输入和接地之间。开关312A和312B以斩波频率触发，但相互之间不同相。可以调整开关312A和312B的时钟频率来设置积分器302的时间常数。放大器316的正极端连接参考电压(Vref)，其可以与仪器放大器300的其他阶段混有信号的参考电压相同。电容器314将放大器316的输出连接在放大器316的负极端。 [0144] 负反馈通路92的两个负反馈通路分接积分器302的输出以给混频放大器116提供负反馈。具体地，顶部反馈通路分支调制积分器302的输出以给混频放大器116的正极端提供负反馈。顶部反馈通路分支包括电容器320A和开关322A。类似地，反馈通路92的低部反馈通路分支包括电容器320B和开关322B，其调制积分器302的输出以给混频放大器116的负极端提供负反馈。 [0145] 电容器320A和320B的一端连接开关322A和322B，另一端连接混频放大器116的正输入端和负输入端。开关322A和322B在参考电压(Vref)和混频积分器302的输出之间触发以分别在电容器320A和电容器320B上置入电荷。开关322A和322B分别与开关114A和114B同步。以这种方法，在每半个周期的时钟信号期间存在一个负反馈通路并且其与负反馈通路同步。 [0146] 如上述图10所述，积分器302积聚电压，其通过开关322A和322B(统称为“开关322”)施加在电容器320A和320B(统称为“电容器320”)上。在稳态下，电容器320上的电荷与电容器106上的电荷相反。更具体地，在低频稳态下，电容器320上的电荷支配反馈通路。因此，在稳态下，电流基本流过负反馈通路92并且少量或没有电路流过负反馈通路 118。因此，反馈电容器112和320的比值和积分器 320的时间常数可以设置负反馈通路 92提供的高通滤波器的转角频率。转角频率可以设置成大约等于2.5Hz、0.5Hz、或0.05Hz，或其他所需的频率。使用芯片上的反馈电容器112，高通滤波器特性可以动态改变以帮助从超载或瞬态恢复。 [0147] 开关312和322可以是CMOS SPDT开关或其它可以提供快速开关动态的开关。电容器310、314和320可以是双层多晶硅电容器或其他类型的MOS电容器。 [0148] 应该明白，如图11所示的反馈通路92通常可以应用于本发明广泛描述的仪器放大器。此外，不应该认为是以任何方式限制仪器放大器300。代替地是，仪器放大器300是多个示例仪器放大器中的一个，其可以包括负反馈通路以构建本发明描述的高通滤波器。例如，如图11所示，反馈通路92可以被添加到图9的仪器放大器200中。 [0149] 图12是说明包括用于增加仪器放大器输入阻抗的正反馈通路的仪器放大器的示例性信号流图。除了提供额外信号处理的正反馈通路98之外，仪器放大器400的结构基本与图2中仪器放大器10的结构相同。此外，图12标记相似数字组件与图2和图10中标记相似数字的组件的功能相同。为了简洁和避免冗余，不详细描述流过前端10、混频放大器14和反馈通路90的信号。代替地是，描述混频放大器90产生的流过正反馈通路98的输出信号流31。 [0150] 通常，如果提供，正反馈通路98分接混频放大器14的输出或可选地分接反馈通路92中的积分器302的输出。正反馈通路98为调制器20前的前端12提供反馈，如在将输入信号32斩波前提供反馈。如图12所示，正反馈通路98包括由时钟信号21C驱动的开关电容器装置404(Cpos)。具体地，开关电容器404被用来产生电阻，该电阻基本等于仪器放大器400的输入处的有效电阻。仪器放大器的有效输入电阻(Reff)在下面方程(2)中给出，其中时钟频率21A-C的频率是Fclock，Cin是调制器20中的输入电容器106A、106B的电容。此外，方程(3)描述仪器放大器400中的电荷消耗(charge draw)，其中Q是电荷，ΔVin是电压变化。Reff＝1/(Fclock·Cin) (2) [0151] 正反馈通路98补偿通过“置换”(replacing)穿过有效电阻的电流或将电荷返回到调制器20的开关输入电容器13的电流。因为在没有反馈通路98的情况下，仪器放大器 400的输出电压和差分输入电压与调制器34的输入电容器106A、106B的电容Cin与调制器 34的反馈电容器112A、112B的电容Cfb的比值的乘积成比例，开关电容器装置404(Cpos)取样混频放大器14的输出并且使用正反馈来置换损失电荷。换句话说，正反馈通路98注入电流，该电流补偿穿过有效输入电阻的电流。正反馈通路98可以将等效的低频输入阻抗提高一个数量级或大于一个数量级。 [0152] 正反馈通路98也可以与负反馈通路92输出的积分信号的输出。相对于图10，正反馈通路98可以接分积分器302的输出，而不是混频放大器116的输出。 [0153] 图13是说明仪器放大器400的电路图。在图13中，除了使用正反馈通路接分混频放大器116的输出和将正反馈提供给前端110的电容器106之外，仪器放大器400的结构基本与仪器放大器300的结构相同。图13和图8及图11中相同数字的组件具有相同的功能。此外，为了简洁和避免冗余，不描述这些组件的运行。然而，描述正反馈通路98的运行。 [0154] 在图13中，正反馈通路98穿过第一反馈分支和第二反馈分支提供差分反馈。第一反馈通路分支(顶部分支)调制混频放大器114的输出以为混频放大器114的正输入提供正反馈。第一反馈输入分支(图13中顶部分支)包括电容器410A、开关412A和开关412B。开关412A选择性地将电容器410A的一端与参考电压Vref或混频放大器116的输出相连。开关412B选择性地将电容器410A的另一端与Vref或传感器101的输入端102A相连。第二反馈通路分支(图13中的底部分支)包括电容器410B和开关412C。电容器 410B的一端接地。开关412C选择性地将电容器410B的另一端与混频放大器116的输出或传感器101的输入端相连。 [0155] 电容器410A和410B在第一时钟相位期间都被连接在混频放大器116的输出上。因此，在第一时钟相位期间，电容器410A和410B取样混频放大器116的输出。在第一相位期间，电容器410A的一端与Vref相连。在第二相位期间，电容器410A和410B的一端分别与输入端102A、102B相连。在第二时钟相位期间，电容器410A的另一端与Vref相连，同时电容器410B的另一端接地。在前端调整期间，根据补偿取样输入电容器106A、106B所需的电荷选择电容器410A和410B的大小。作为一个示例，每个电容器410A、410B的电容值大约是各自每个反馈电容器112A、112B的反馈电容Cfb值的两倍。在芯片上可以提供电容器 410A、410B来密切配合电容器106A、106B和112A、112B。 [0156] 在第二反馈通路分支(底部分支)中，在第二时钟相位期间，如在第一时钟相位电容器410B被耦合以取样混频放大器116的输出后，电荷被发送到前端开关104b。类似地，在第一反馈通路分支(顶部分支)中，在第二时钟相位期间，电荷被发送到前端开关104A。为产生从混频放大器116的单端输出的差分电荷转移，在第一反馈通路分支(顶部分支)和底部反馈通路分支中使用不同的开关设计。用来驱动开关412A、412B、412C的时钟频率可以与斩波频率相同。反馈通路98使用的参考电压，具体地，在相位1和相位2与电容器 410A相连的参考电压，与反馈通路118中使用的参考电压匹配。 [0157] 开关412、412B和412C可以是CMOS SPDT开关或其他可以快速开关动态的开关。电容器410A和410B可以是双层多晶硅电容器或其他类型的MOS电容器，并且可以形成在具有电容器112A、112B、106A和106B的芯片上。 [0158] 如上所述，正反馈电路98也可以与负反馈通路同时使用。在该情况下，使用图11作为参考，正反馈通路98可以从积分器302的输出中取样。即，开关412A和412C可以与积分器302的输出相连代替与混频放大器116的输出相连。 [0159] 图14A是说明用作遥测系统中接收器498的一部分的仪器放大器500的信号流的图。例如，仪器放大器500可以用作可植入脉冲 产生器(IPG)、可植入药物输送装置、或其他类型的植入病人体内的可植入医疗设备(IMG)中接收器498的一部分，其中植入病人体内的可植入医疗设备可以通过遥测与外部程序设计装置通信，诸如临床医生或病人程序器。此外，仪器放大器500也可以位于与植入病人体内的IPG或其他类型IMD通信的外部程序设计装置中。接收器498可以接收来自发射器499的信号，该发射器499与IMD或外部程序器有关。接收器498和发射器499一起形成使用本发明所述的仪器放大器500的遥测系统。如即将描述的，当第二斩波器和反馈通路位于接收器498的仪器放大器500内时，第一斩波器位于发射器499内。 [0160] 通常，仪器放大器500可以作为IMD或IMD程序设计装置中的遥测电路的一部分，其使用“臂长遥测”(“arms length telemetry”)进行通信。臂长遥测(ALT)指的是距离大约是10cm或更大距离的遥测。例如，ALT可以在大约50cm的距离或1米的距离运行。此外，ALT可以消除直接将程序设计装置放置在IMD上用以通信的负担。然而，ALT的信号电平大约是数百微伏，因为信号电平随着程序设计装置和IMD之间距离的三次方而减弱。因此，当抑制和滤除频带干扰源(aggressor)，如噪声时，ALT需要微功率电路提取发射的信号。干扰源包括刺激回路干扰源和相似现象。 [0161] 仪器放大器500可以被配置为同步解调检测的开关键控(OOK)信号。作为一个示例，此信号可以由发射器499以175kHz的工业科学医疗(ISM)频带发射。本发明描述斩波稳定混频放大器，即具有负反馈通路90的混频放大器14可以在仪器放大器500中执行以同步解调低偏置和稳定增益。此外，仪器放大器的增益500可以方便地由芯片上的电容率确定，即负反馈通路90中的反馈电容器的电容与输入电容器的电容的比值。如图14A中所示，仪器放大器500还包括时钟同步器502以校正发射器499和接收器498时钟之间的相位失配。根据本发明的一个实施例，时钟同步器502可以包括另一个斩波稳定混频放大器。 [0162] 在一个示例实施例中，可以使用175kHz的开关键控信号发射所接收的信号以在程序设计装置和IMD之间发送数据，合并仪器放大 器的接收器498可以设置在其中。175kHz的信号属于ISM频带。数据可以使用22μs的固定间隔构成以提供4.4kbps的速率。该框架内的信号占空比表示数据位是1还是0。 [0163] 应该明白仪器放大器500不局限于上述协议。代替地，该协议是ALT使用的多个示例协议中的一个。此外，图14A中的仪器放大器500和仪器放大器500的信号流可以被看作是宽泛地讲授本发明描述的斩波稳定混频放大器500如何用来同步解调臂长遥测信号的示例，因此，不应该认为是以任何方式对其进行限制。 [0164] 图14A中的仪器放大器500的信号流起始于发射器499，其包括调制器520。调制器520接收发射的包含数据的输入数据信号532，并且以时钟信号521限定的斩波频率将该输入信号斩波以产生通过发射天线501和接收天线503传送到接收器498的输出信号。可以提供额外的放大器或滤波器组件以允许传送调制器520产生的调制信号。根据模拟本发明描述的其他仪器放大器实施例，实际上，发射器499和调制器520形成为信号流提供第一斩波阶段(chopping stage)的前端12。因此，在该情况下，整个仪器放大器500的前端12是与分离装置有关的发射器499，如IMD或编程器。发射器499可以产生数字位流并且将数字位流转变成模拟波形(输入信号532)，其通过调制器520被调制成载波频率(如 175kHz)以产生在无线信道中传输的无线信号533。在此情况下，无线信道是无线信号533在程序设计装置和植入病人体内的IMD之间的通道。 [0165] 无线信号533通过接收天线502接收。混频放大器14从总和节点522接收信号525。相对于图2、10和12的前面所述，混频放大器14可以包括放大器26、解调器28和积分器30。这些图的每一图中相似数字的组件可以以相似方式运行。例如，放大器26放大输入信号525以产生放大的信号，如放大的信号527。调制器28以斩波频率解调放大的信号 527以产生解调的信号529，其携带基频带的原始数据流和调制到175kHz的噪声。积分器 30抑制基频带组份频带之外的信号组份，从而产生基本与噪声523无关的输出信号531。 [0166] 相对于图10的前面所述，负反馈通路90提供负反馈，该负 反馈使混频放大器14的输入中的信号变化非常小。具体地，负反馈通路90包括调制器34，其调制输出信号531以产生被添加到总和节点522信号通道的差分反馈信号。时钟信号521C驱动调制器34通过反馈电容器17(Cfb)以斩波载波频率调制输出信号531。负反馈通路90可以包括两个反馈通路分支，该两个反馈通路分支将负反馈施加给差分混频放大器14的正输入端和负输入端。反馈通路相互间不同相以保证在每半个时钟周期期间存在一个负反馈通路并且其与负反馈通路同步。以这种方法，当以低功率运行时，混频放大器14可以提供稳定、低噪声输出。 [0167] 然而，在图14A中，时钟提供的时钟信号521A和521B并不位于相同的物理单元。具体地，时钟提供的时钟信号521A位于发射器498中，时钟信号521B位于接收器499中的仪器放大器500中。此外，时钟信号521B可以与时钟信号521A不同步。当时钟信号521A和521B之间的相位移为90度时，导致解调信号529中的信号空值，或使差频很难解码所接收的信号甚至不可能解码所述接收的信号。时钟同步器503可以校正时钟信号521A、521B之间的相位失配。 [0168] 如图14A所示，时钟同步器502使用所接收的信号，如输入信号533来校正时钟信号521A和521B之间的相位失配。解调器528使用时钟信号521B斩波放大的信号527，并且通过反馈通路90中的解调器34斩波输出信号531以反馈到总和节点522。使用相互间基本同步的的时钟信号521B和时钟信号521A，解码器504可以从输出信号531中产生数字位流。解码器504可以是限幅器或类似的可以将模拟基频带信号转变成数字流的组件。例如，解码器504可以包括由检测输出信号电平的比较器形成的限幅器。比较器可以具有动态电平，其可以调整以解释背景噪声的变化。轻度磁滞可以添加到限幅器以防止数字波形的多个触发器在短时期内发生小的幅值跃迁。 [0169] 时钟同步器502可以作为相位锁定环或其他射频(RF)通信技术中的已知组件执行以校正发射器和接收器的时钟之间的相位失配。在一个示例实施例中，时钟同步器502可以包括本发明描述的斩波稳定混频放大器。斩波稳定混频放大器可以用来驱动混频时钟，时 钟从接收的信号中为混频放大器14提供时钟信号521B，从而消除对积分重建(quadrature reconstruction)的需要。换句话说，本发明所述的仪器放大器的核心特征可以用作时钟同步器502中的重要结构单元以建立衍生自接收的信号同步时钟。相对于混频放大器14使用负反馈90详细描述该核心特征。 [0170] 使用时钟同步器502中的斩波稳定混频放大器来驱动时钟信号可以具有多个优点。第一，混频放大器是斩波稳定的，其可以最小涉及天线偏置(RTAO)。这提供干净信号(clean signal)以提取小幅值的所接收的信号，其可以大约是100微伏。尽管保持锁定所接收的信号，但是使用反馈通路90和补偿网络允许回路被动态调节以抑制频带外瞬变。此外，使用斩波混频元件可以实现信号处理，其将电源的电流消耗保持在最小。例如，在一些实施例中，无轮询(no polling)的仪器放大器500的净待机电流大约是5μA或更小。 [0171] 总的来说，接收器498可以具有三个主要结构单元。天线503的前端被连接在两个斩波稳定混频器上，该两个斩波稳定混频器中的一个用于锁相回路502中以驱动参考时钟，该两个斩波稳定混频器中的另一个用于混频放大器14中以将所接收的信号转化为基频带信号，并且当抑制频带外干扰源时，将其放大。通常，在时钟同步器502中提供斩波稳定混频放大器作为线性混频器以像电压控制振荡器(VCO)中的相位检测器一样运行，同时其他斩波稳定混频放大器作为线性混频器运行以提供解调、放大、和低通滤波数据提取。同相混频放大器14的输出通过解码器504以数字化。图14A的结构提供同步解调器，当滤除频带外干扰源时，其对所接收的传输频带中的信号具有高灵敏度。通过在混频放大器14和时钟同步器502中使用的斩波稳定混频器结构可以实现低功率同步解调。 [0172] 图14B是说明图14A的配置遥测的仪器放大器的输入和反馈通路的电路图。如图14B所示，混频放大器14通过输入电容器106A、106B(Cin)接收调制的差分输入信号。输入电容器106A将差分天线信号(ANT+)的正极端供给混频放大器14的正输入。输入电容器 106B将差分天线信号(ANT-)的负极端供给混频放大器14的负输入。电阻 器108A、108B可以被用来设置混频放大器14的输入以设置输入偏置阻抗。如在其他实施例中，混频放大器14的的正输入和负输入可以通过反馈电容器112A、112B(Cfb)和开关114A、114B被连接在反馈通路90的反馈通路分支上。反馈电容器112(Cfb)的电容与输入电容器106(Cin)的电容有关，其用来设置整个仪器放大器的额定增益。如在其他实施例中，负反馈通路92也可以用来设置仪器放大器的高通切断。 [0173] 图15A是说明仪器放大器500的框图。根据本发明，图15A说明了仪器放大器500，该仪器放大器500包括混频放大器14和反馈通路16。然而，不像前面描述的实施例，前端12与图14A和14B一样，位于不同的物理单元。具体地，相对于图14A所述，前端12位于远程IMD或编程器中发射器499内。仪器放大器500接收天线503接收的信号已经在远程IMD或编程器中斩波。仪器放大器500包括时钟同步器502，其用来校正驱动远程装置前端 12的时钟和驱动混频放大器14的时钟之间的相位失配。时钟同步器502具有线性混频器，其提取相位基准以用于混频放大器14提供的数据解调电路。 [0174] 如图15A所示，接收天线503接收远程发射器输出的无线信号。仪器放大器500的混频放大器14如前面所述运行，并且可以作为在低阻抗节点具有开关的改进的接式放大器执行。因此，图15A说明了混频放大器14，该混频放大器14包括放大器26、解调器28和积分器30。在图15A中，混频放大器14接收来自接收天线503的调制的输入信号525。放大器26放大调制的输入信号525以产生放大的信号527。解调器28使用接式放大器低阻抗节点处的开关解调放大的信号527以产生解调信号529。然而，解调的信号529可能经历信号空值或差频，除非时钟驱动解调器28与发射器的时钟驱动解调器同步。这是仪器放大器包括时钟同步器502的原因。 [0175] 解调的信号29可以包含1/f噪声、跳跃噪声、和载波频率(175kHz)和基频带原始信号内容的偏置。积分器30积分解调信号529以产生输出信号531。具体地，积分器30相对于接收器基准偏置产生器提供的参考电压积分解调信号529，并且可以用作低通滤波器来 抑制具有基频带之外频率的信号组份。因此，解调信号529的载波频率中的噪声基本被消除以产生稳定、低噪声输出信号531。 [0176] 此外，因为负反馈通路90提供负反馈，所以输出信号531是稳定的。在没有负反馈通路90的情况下，输出信号531包括一系列叠加在所需信号的尖峰，其使将信号切分成数字位流和解码数据非常困难。这些尖峰是使用费低功率运行的结果，该低功率限制了混频放大器14的带宽。在混频放大器14的输入处提供负反馈可以将信号微小变化保持在稳态以便在开关节点处只发生显著的电压转换。负反馈通路90包括对称反馈通路分支以分别为混频放大器14的正差分输入和负差分输入提供负反馈。每个反馈通路分支使用接收器偏置和基准电压产生器提供的参考电压调制输出信号531。反馈通路分支相互间相位相差180度，在每半个时钟周期期间提供反馈。用这种方式，混频放大器14和负反馈通路90可以基本消除短时脉冲干扰以提供稳定、低噪声输出信号531。 [0177] 如果发射器时钟和接收器时钟互相不同相，则输出信号531可能经历信号空值或差频。发射器时钟信号驱动调制器，该调制器将基频带信号调制成载波频率，如175kHz。接收器时钟给混频放大器14和负反馈通路90提供时钟信号。更具体地，接收器时钟提供驱动解调器28以解调所接收的、放大的信号527的时钟信号和在负反馈通路90中驱动调制的输出信号531的信号。 [0178] 时钟同步器502校正发射器时钟和接收器时钟之间的相位失配。具体地，时钟同步器建立衍生自所接收的信号的同步时钟，如调制的输入信号525，以产生校正信号，混频放大器14中的解调器28和负反馈通路90中的调制器使用该校正信号来补偿相位失配。 [0179] 图5中的时钟同步器502避免与使用比较器来驱动来自所接收信号的混频器时钟相关的问题。与使用比较相关的问题可以包括难于产生方波，这是因为所接收的信是低功率信号。即，比较器很难清算175kHz时钟频率的毫伏信号。比较器通常还需要交流(AC)耦合的前置放大器或用于移除前端直流(DC)偏置的其他机构，否则其可能导致巨大的占空比误差和/或大约毫伏量级或更小信号的盲区。此外， 比较器没有存储器，因此，任何信号穿过可能导致信号混入基频带。该问题是具有大约数百毫伏的信号，更具体地，大约数百毫伏的信号对175kHz的ISM频带敏感。 [0180] 在图15A中，时钟同步器502可以作为锁相回路运行，并且包括斩波稳定混频放大器560、补偿网络562、电源控制振荡器(VCO)564、和延迟元件566和568。混频放大器560包括混频放大器，其以与混频放大器14相似或相同的方式安排。然而，代替接收到混频放大器输入的负反馈，混频放大器560接收应用于混频放大器560中的解调器的正交相位时钟反馈。因此，在一些实施例中，斩波稳定混频放大器560可以包括相似的组件并且以与本发明描述的混频放大器14相似的方式运行。例如，相对于图15A，斩波稳定放大器560可以包括放大器、解调器和积分器，其形成混频放大器并且被耦合以接收负反馈通路，该负反馈通路提供的斩波稳定性以产生稳定输出。然而，如上所述，混频放大器接收的负反馈可以是正交相位反馈以调整解调器的时钟频率。正交相位反馈与混频放大器560接收的输入信号不同相。因此，斩波稳定混频放大器560包括混频放大器，其具有改进的接式放大器结构，而且在低阻抗节点处具有开关。图6说明了该结构。斩波稳定混频放大器560作为单一组件在图15A中被说明。 [0181] 通常，时钟同步器502在其输出和混频放大器14的解调器28之间提供反馈通路。斩波稳定混频放大器560接收来自己接收天线503的调制输入信号525并且产生稳定、低噪声信号。重要的是，斩波稳定混频放大器560可以基本从所接收的信号移除偏置并且输出基本是或接近方波的信号。因此，斩波稳定混频放大器560可以避免前面所述讨论的与使用比较器相关的问题。 [0182] 补偿网络562接收斩波稳定混频放大器560的输出并且应用积分器和零位高通(high-pass zero)。通过在补偿网络562中使用积分器，输出调整VCO 564以使反馈时钟(VCO 564的输出)与接收的信号正交。换句话说，因为零位净信号是通过斩波稳定混频放大器560在稳态下输出的，所以发射器时钟和VCO 564的输出是正交的。关键是通过在补偿网络562中使用积分器，当所接收的信号处于“关闭状 态”时(斩波稳定混频放大器560的输出仍旧为零，因为信号已经发出)，积分器控制VCO的值，并且当信号再次变高时，重新快速获得VCO。以这种方式，时钟同步器502可以被看作是“飞轮矢量”(phasorfly wheel)，其被正交锁定在所接收的信号上，如调制的输入信号25。 [0183] 为了给示例实施例，VCO 564可以以大约350kHz(2×175kHzISM频率)的频率运行。通过延迟单元566和568处理VCO 564的输出以为斩波稳定混频放大器560、解调器28和负反馈通路90中的解调器提供正交信号。延迟单元568将VCO 564的输出反馈给斩波稳定混频放大器560的解调器。延迟单元566被束缚于VCO 564的反相以为解调器28和负反馈通路90产生同相时钟。即，因为VCO 564的输出被正交锁定在输入信号上，所以延迟单元566延迟半个时钟周期以为混频放大器14(解调器28)和负反馈通路90产生同相时钟。因此，延迟单元566被配置为将具有第一相位Φ的VCO 564的输出供给混频放大器14的解调器28和负反馈通路90的调制器34，同时延迟单元568被配置为将具有第二相位Φ′的VCO 564的输出供给混频放大器560中的解调器28。延迟单元566和568相互之间相位相差90度。通过使用与发射器时钟同相的时钟信号的解调器28，信号处理可以被应用于混频放大器的输出以恢复和解码发射位。延迟单元566和568可以是D型触发器或其他可以用来使信号延迟的组件。 [0184] 通常，时钟同步器502可以是锁相回路，其为混频放大器14的数据解调电路和负反馈通路90提取相位基准。VCO 564的反馈可以调整斩波稳定混频放大器的调制时钟以便其与输入信号525的时钟频率相位相差90度。在该情况下，斩波稳定混频放大器560可以用作具有输出为Vin*cos(Φ)的线性相位检测器，其中Vin是接收天线503的输入电压，Φ是斩波稳定混频放大器560和输入信号值将的相位差。结果传递函数在90度具有空值。为了反馈补偿，关于点的微小变化可以近似为线性关系。 [0185] 通过补偿网络562对VCO 560的补偿由于回路增益与输入电压成比例而变得复杂。通过使用补偿网络562中具有零位的简单积分器，可以获得天线503上的小信号的稳定锁相。然而，对于较大电压， 补偿零位可以产生时钟频率的大信号，其可以使信道饱和切断VCO。原始该信号是混频器以时钟输出的“隐藏状态”，除了混频器频率的显著信号外，其没有DC组份。为了消除此问题，第二极可以被添加到交叉回路之外的补偿网络562。该极的目的是抑制混频器频率的信号并且使VCO振动最小化。只要回路增益不是太高，额外的极不是问题。额外的极被拉入补偿零位，其作用是将二重积分器(一个来自己混频放大器560，一个来自相位积分的VCO 564)拉离虚轴并且拉入左半个平面。 [0186] 随着VCO 564被仔细地补偿，穿过遥测线路的动态范围可以实现稳固锁定。用这种方法，随着遥测线路距离的增加和信号的衰减，回路可以相应于更慢从而更多滤波器的干扰而被优化补偿。在实践中，所接收的信号强度(RSSI)驱动的模式开关可以用来维持超出标准遥测线路范围的一定程度的动态统一。基于输入信号电平，模式开关可以用来调整时钟同步器502的回路增益。因此，回路增益可以用来降低较高输入信号电平和增加较低输入信号电平。 [0187] 图15B是更详细地说明图15A中始终同步器502的框图。图15B说明时钟同步器502基本如图15A所示，但进一步说明混频放大器560的示例组件。具体地，混频放大器560可以包括放大器26B、调制器28B和混频放大器14的积分器30B。然而，如图15B所示，延迟单元568供给与输入信号525正交相位的VCO 64的输出以调整混频放大器560的调制器28B。因此，调制器28B的反馈信号与输入信号525相位相差90度，并且可以用来调整调制器28B的时钟频率从而保持斩波稳定混频放大器560。 [0188] 图16是说明包括本发明描述的仪器放大器的可植入医疗设备(IMD)700的各种组件的框图。IMD700包括治疗发送模块702、处理器模块704、存储器708、遥测模块706、传感器710、电源712和治疗元件714。通常，IMD 700斩波稳定仪器放大器作为传感器710、遥测模块706或二者的一部分。 [0189] 传感器710可以是压力传感器、过荷传感器、运动传感器、阻抗传感器、电信号传感器或其他被配置用来监控心音、闹信号、和/ 或其他生理信号的传感器。尽管如图16说明，其包含在IMD 700内，但是部分传感器710可以位于IMD 700的外面。例如，传感器转换器或一个或多于一个电极可以位于被植入在病人体内的目标位置的引线的远端并且通过导体电连接在IMD 700上。可选地，传感器转换器或一个或多于一个电极可以位于IMD700的外壳上火IMD 700的外壳内。例如，过荷传感器可以位于IMD外壳内或自IMD延伸的引线内。为了检测电信号，传感器710可以包括排列在引线上的两个或多于两个电极，一个电极位于引线上，一个电极位于IMD外壳上、两个或多于两个排列在IMD外壳上的电极、或其他电极排列。与传感器710相关的传感器电路可以位于IMD 700的外壳中的传感器内。 [0190] 通常，传感器710通过将信号或参数转换为输出电压或电流提供生理信号或参数的测量。斩波稳定仪器放大器放大和滤波本发明描述的传感器输出以产生功率低的稳定、低噪声信号。用这种方法，根据有限电源712的能量，诸如可充电或不可充电电池，斩波稳定仪器放大器可以使IMD 700运行几个月或几年。在任何一种情况下，都需要能量转换。 [0191] 传感器710的输出，更具体地，与传感器710相关的斩波稳定仪器放大器的输出可以由处理器704接收。处理器704可以应用其他处理，如在将值存储在存储器708之前，将输出转换为数字值用以处理，和/或通过遥测模块706将值发送到外部编程器。遥测模块 706也可以包括至少部分斩波稳定仪器放大器。处理器704也可以基于传感器710的输出控制将治疗发送给病人。 [0192] IMD 700可以通过治疗元件714将治疗发送给病人。在其他实施例中，IMD 700可以致力于检测并且可以不包括治疗发送模块702。治疗发送元件714可以在一个或多于一个引线上携带的电极、IMD700外壳上的电极、一个或多一个一个流体发送装置、或其任意组合。此外，治疗发送模块702可以包括可植入刺激产生器或其他刺激电路，以通过至少在处理器704控制下的治疗元件714上形成的一些电极发送到将电信号如脉冲或基本连续的信号，诸如正弦信号，发送给病人。 [0193] 治疗发送模块40产生的刺激能量可以被表达为治疗各种心脏 或神经障碍、或病人神经反应影响的混乱的刺激能量。例如刺激疗法包括心脏起搏、心脏除颤、脑深层刺激(DBS)、脊髓刺激(SCS)、周围神经刺激(PNFS)、骨盘底刺激、胃肠刺激等。 [0194] 治疗发送模块702、处理器704、遥测模块706、存储器708和传感器710接收来自电源712的运行能量。电源712可以使用小的可充电或不可充电电池的形式、或感应电源界面，其经皮肤接收感应耦合的能量。在可充电电池的情况下，电源712类似地可以包括感应电源界面用以经由皮肤转移可充电能量。 [0195] 在实施例中，一个或多于一个流体发送装置是治疗元件714的一部分，治疗发送模块702可以包括一个或多于一个流体容器和一个或多于一个泵浦单元，其通过流体发送装置从流体容器泵浦流体泵浦到目标位置。流体容器可以包含药品或药品混合物。流体容器具有入口用以填充，如通过自身密封注入端口经皮肤注入流体。例如，流体发送装置可以包括导管，该导管用来将流体容器中药品发送，如注入或分散到相同或不同的目标位置。 [0196] 处理器704可以包括微处理器、微控制器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程逻辑门阵列(FPGA)、离散逻辑电路、或此类组件的组合。根据存储在存储器708中选择的参数组，编程处理器704以控制治疗的发送。具体地，处理器704控制治疗发送模块702以发送电刺激、药物治疗，或二者组合。例如，处理器704可以控制发送何种药物和发送药物的剂量。 [0197] 处理器704也可以通过编程所选择的参数组控制治疗发送模块702来发送具有脉冲幅值、脉冲宽度和具体频率(如脉冲速度)的电刺激。处理器704也可以根据不同编程的参数组控制治疗发送模块发送每一个脉冲。在一些实施例中，处理器704可以控制治疗发送模块702来发送基本连续的刺激波形而不是脉冲刺激。 [0198] 存储器708可以存储病人可以选择获得的参数组用以发送电刺激和/或药物治疗。储存器42也可以存储计划表。存储器708可以包括可挥发的、不可挥发的、可移除的、磁性的、光学的、或固态媒介的任意组合，诸如只读存储器(ROM)、随机访问存储器(RAM)、电 可擦除程序ROM(EEPROM)、闪存等。 [0199] 处理器704也可以控制遥测模块706以改变外部编程器的信息，诸如无线遥测的临床医生编程器和/或病人编程器。处理器704可以连续的、周期间隔的、或根据编程器的要求控制遥测模块706以与外部编程器通信。此外，在一些实施例中，遥测模块706可以支持与一个或多于一个无线传感器之间的无线通信，该一个或多于一个无线传感器检测生理信号并将信号发送到IMD 700。 [0200] 遥测模块706可以用作收发器从外部编程器接收遥测信号并且将遥测信号发送到外部编程器。在一些实施例中，遥测模块706可以包括斩波稳定仪器放大器。根据具体地，相对于图14和15，遥测模块706的接收器部分可以包括斩波稳定仪器放大器的后端(其被称为斩波稳定混频放大器)和反馈通路，其可以产生衍生自所接收的遥测信号的基频带信号。本发明描述的接收器部分仅包括后端(斩波稳定混频放大器)，这是因为相应的前端位于与IMD 700通信的外部编程器的发射器部分。 [0201] 如参考图15A所述，接收器部分也可以包括时钟同步器，该时钟同步器包括另一个斩波稳定混频放大器。该斩波稳定混频放大器产生一个输出，锁相回路可以使用该输出产生校正信号，该校正信号用来使遥测模块706的接收器部分与外部编程器的发射器部分同步。 [0202] 遥测模块706也可以包括发射器，以从IMD 700将信号发射到外部编程器或另一个IMD或外部医疗设备。发射器可以凹口斩波稳定仪器放大器的前端，就某种意义而言其可以包括第一斩波阶段，在第一斩波阶段，其使用RF频率调制输入信号用以发送到外部编程器或另一个植入的或外部医疗设备。 [0203] 重要地是，传感器710中的仪器放大器和遥测模块706是可以提供稳定、低噪声信号的微功率电路。因此，IMD 700可以比使用需要更大功率运行的仪器放大器运行持续时间长。 [0204] 图17是说明允许病人和临床医生与IMD 700通信的示例病人或临床医生编程器720的框图。病人或临床医生与编程器720相互作 用以编程治疗，如电刺激、药物治疗、或其组合。在说明的示例中，编程器720包括处理器722、用户界面724、输入/输出726、遥测模块728、存储器730和电源732。编程器720可以包括斩波稳定仪器放大器，其是遥测模块728的一部分。 [0205] 病人或临床医生，在此被称为用户，可以通过用户界面724与处理器722相互作用以便控制发送电刺激、药物治疗、或二者组合。用户界面724可以包括显示器和键盘，并且也可以包括触摸屏或上诉描述的外围定点设备。处理器722也可以提供图形用户界面(GUI)以便于与用户相互作用，下面将进行更详细的描述。处理器722可以包括微处理器、控制器、DSP、ASCI、FPGA、离散逻辑电路等。 [0206] 编程器720也可以包括存储器。在一些实施例中，存储器730可以存储用户可以选择获得的参数组用以发送治疗。存储器730也可以存储计划表。因此，参数组和计划表可以被存储在IMD 700、编程器720或二者之中。编程器720也可以包括遥测模块728和可选的输入/输出电路模块726；其中遥测模块728允许处理器722与IMD 700通信，输入/输出电路模块726允许处理器722与另一个编程器通信。 [0207] 处理器722可以接收用户通过用户界面724作出的参数组选择，并且可以通过遥测电路728发射此选择或被选择的参数组到IMD700，以根据被选择的参数组发送治疗。当编程器720将参数组存储在存储器730中时，处理器722可以在临床医生编程期间通过输入/输出模块726从另一编程器接收参数组。例如，病人编程器可以从临床医生编程器接收参数组。 [0208] 遥测模块728可以包括用以无线通信的收发器、用以有线通信或通过可移除的电介质通信的适当端口、通过可移除磁介质或光介质通信的适当驱动。如果使用无线通信，遥测模块728可以支持与IMD700无线通信和与另一编程器无线通信。 [0209] 与IMD 700的遥测模块706相似，遥测模块728可以用作收发器以向IMD 700发射信号和从IMD 700接收信号并且可能向另一个编程器发射信号和从另一个编程器接收信号。遥测模块728的接收器部分在主要信号电路中可以包括斩波稳定混频放大器以产生基频带信 号，其可以被处理以恢复被发射的信号。该斩波稳定混频放大器的相应前端位于IMD 700的反射器部分。 [0210] 接收器部分在作为主要信号电路的时钟同步器或锁相回路中也可以包括斩波稳定混频放大器。该斩波稳定混频放大器将所接收的信号缩混到基频带以产生一个信号，锁相回路可以处理该信号以驱动同步时钟。遥测模块728的发射器部分可以包括第一斩波阶段，在该第一斩波阶段以RF频率斩波输入信号用以发送到IMD 700或其他编程器或装置。 [0211] 电源732为编程器720提供电源。即，电源732为处理器722、用户界面724、输入/输出模块726、遥测模块728、和存储器730提供电源。因为遥测模块728斩波稳定混频放大器以低功率运行，所以其可以增加电源732的寿命。 [0212] 电源732可以采用小的、可充电或不可充电电池的形式，或感应电源界面，其经皮肤接收感应耦合的能量。在可充电电池的情况下，电源732类似地可以包括感应电源界面用以经由皮肤转移可充电能量。 [0213] 包括仪器放大器和相关电路、装置、系统和方法的本发明可以各种应用中有用，例如，本发明可以用于支持与各种症状或状况治疗相关的感觉，诸如心律紊乱、心脏颤动、慢性疼痛、抖颤、帕金森病、癫痫症、小便失禁或大便失禁、性功能障碍、肥胖症、胃轻瘫，并且可以提供有用信息用以控制电刺激或药物发送到不同组织目标，诸如病人的心脏、大脑、脊髓、骨盆神经、外围神经、或胃肠道。 [0214] 因此，本发明描述的仪器放大器可以与外部或可植入图医疗设备结合、封装、连接、或其他相关，诸如心率转变器/除颤仪、脊髓刺激器、骨盆神经刺激器、脑深层刺激器、胃肠刺激器、外围神经刺激器、或肌肉刺激器，并且也可以用于接合可植入或外部药物发送装置。例如，仪器放大器和/或相关感应装置可以位于可植入医疗设备外壳内或连接到此设备的引线或导管上。 [0215] 仪器放大器可以用于接合不同治疗应用，诸如心脏刺激、脑 深层刺激(DBS)、脊髓刺激(SCS)、用于骨盆疼痛的骨盆刺激、失禁或性功能障碍、用于胃轻瘫的胃部刺激、肥胖症或其他紊乱、或用于疼痛控制的外围神经刺激。刺激还可以用于肌肉刺激，功能电刺激(FES)以促进肌肉运动或阻止肌肉萎缩。 [0216] 描述了本发明的各种实施例。这些和其他实施例都在所附权利要求范围内。 |
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