【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、電磁モータ等を駆動するのに好適な駆動制御回路、駆動制御方法および駆動制御回路を備える電子機器に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】従来、電磁モータ等のアクチュエータを駆動する駆動制御回路として、トランジスタのコレクタ側にアクチュエータを接続し、トランジスタのベースに制御電圧を印加する回路が知られている。 この種の従来の駆動制御回路の回路図の一例を図７に示す。 図７において、１０１は制御演算部、１０２は駆動回路、１０３
はアクチュエータ部であり、１０４はアクチュエータ部１０３のロータマグネット１０３−２の駆動された位置を検出する位置検出ユニットである。 【０００３】また、制御演算部１０１には、アクチュエータ部１０３を所望の位置まで回転制御させるある目標値と、位置検出ユニット１０４から出力される制御量信号とが入力されている。 制御演算部１０１内において、
目標値はインピーダンス素子（Ｚ３）１０１−３を介してＯＰアンプ１０１−５の非反転入力端子に入力され、
制御量信号はインピーダンス素子（Ｚ１）１０１−１を介してＯＰアンプ１０１−５の反転入力端子に入力される。 また、ＯＰアンプ１０１−５の非反転入力端子とアース間にはインピーダンス素子（Ｚ４）１０１−４が接続されており、ＯＰアンプ１０１−５の反転入力端子と出力端子間には負帰還用のインピーダンス素子（Ｚ２）
１０１−２が接続されている。 これらのインピーダンス素子は、抵抗単体、あるいは、抵抗とコンデンサとにより構成される。 【０００４】このように構成された駆動制御回路の動作を説明すると、ＯＰアンプ１０１−５には負帰還用インピーダンス素子１０１−２が接続されていることから、
非反転入力端子に入力される信号と、反転入力端子に入力される信号とが同一値となるような出力信号が出力されるようになる。 この場合、ＯＰアンプ１０１−５の非反転入力端子には目標値が、インピーダンス素子１０１
−３とインピーダンス素子１０１−４とで分圧されて印加されており、反転入力端子には位置検出ユニット１０
４からの制御量信号がインピーダンス素子１０１−１を介して入力されているので、目標値に制御量信号が一致するようなエラー信号がＯＰアンプ１０１−５から出力される。 駆動回路１０２はこのエラー信号が供給されて駆動されるようになり、駆動回路１０２のトランジスタ１０２−２のベースにエラー信号が印加されて、そのレベルに応じたエミッタ電流が流れるようになる。 【０００５】この結果、トランジスタ１０２−２のエミッタ電流が目標値信号と制御量との差に応じた電流量とされ、このエミッタ電流量に応じてロータマグネット１
０３−２が回転駆動されるようになる。 従って、アクチュエータ部１０３のロータマグネット１０３−２が目標値に応じた所定の回転角度まで回転されるようになる。
また、このロータマグネット１０３−２の回転量は、位置検出ユニット１０４により検出されて、制御演算回路１０１にフィードバックされ、目標値の位置にロータマグネット１０３−２が達するまで駆動回路１０２はエラー信号により駆動されるようになる。 【０００６】 【発明が解決しようとする課題】前記した従来の駆動制御回路においては、駆動回路１０２のトランジスタ１０
２−２のベースバイアス電圧がエラー電圧とされて、エミッタ電流がアナログ制御されることから、トランジスタ１０２−２は非飽和領域で動作するようになる。 従って、トランジスタ１０２−２においては、エミッタ電流（コレクタ電流）とコレクタ−エミッタ間電圧とを乗じた電力が消費されるようになる。 この電力は、熱として消費される無効な電力であるので、従来の駆動制御回路においては、駆動回路１０２の電力効率が悪いという問題点があった。 そこで、本発明は駆動回路の電力効率を向上することのできる駆動制御回路、駆動制御方法および電子機器を提供することを目的としている。 【０００７】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決するために、本発明の駆動制御回路は、駆動手段の駆動位置を設定するための目標値、および、交流信号に基づいて生成された基準値と、制御量信号とを比較する比較回路と、
該比較回路の比較出力によりオン／オフされるスイッチング回路と、該スイッチング回路により駆動される前記駆動手段と、該駆動手段の駆動位置を検出し、該駆動手段の駆動位置に応じた前記制御量信号を出力する位置検出部とを備えている。 また、上記課題を解決する本発明の駆動制御方法では、駆動手段の駆動位置を設定するための目標値、および、交流信号に基づいて生成された基準値と、制御量信号とを比較し、その比較結果に応じてオン／オフされるスイッチング手段により、前記駆動手段が駆動されるようにされており、前記制御量信号が、
前記駆動手段の駆動位置を検出して生成されている。 【０００８】そして、前記駆動回路および前記駆動方法において、前記交流信号を三角波としたり、不感帯を有する波形とすることができる。 さらに、前記制御量信号を位相補償回路により位相補償してもよい。 さらにまた、本発明の電子機器は前記駆動制御回路を備えているものである。 【０００９】このような本発明によれば、スイッチング手段をオン／オフすることで駆動することができるので、スイッチング手段の電力ロスをきわめて小さくすることができる。 すなわち、スイッチング手段をトランジスタ等で構成したときに、トランジスタがオフとされたときの電力ロスはゼロであり、トランジスタがオンされてトランジスタに接続されたアクチュエータ等の負荷に電流が供給されたときは、トランジスタは飽和することになるので、そのコレクタ−エミッタ間の電圧は０．２
Ｖ程度の飽和電圧に過ぎないため、トランジスタではわずかな電力しかロスしないようになる。 このように、本発明の駆動制御回路では、従来の駆動制御回路に比べて電力効率を格段に向上することができる。 【００１０】 【発明の実施の形態】本発明の駆動制御方法を具現化した駆動制御回路が適用される電子機器の構成を示すブロック図を図１に示す。 ただし、図１には電子機器がビデオカメラ等の撮影機器とされ、そのカメラコントロールシステムの構成だけが示されている。 図１において、１
は複数のレンズ１２，１３，１４，１６からなるレンズ群と、アイリス（IRIS）１５とからなるレンズブロック（LENS BLOCK）、２はレンズブロック１で捉えられた被写体からの光を受けて、その光を電気信号に変換するチャージ・カップルド・デバイス（ＣＣＤ）、３はＣＣＤ
２からの撮像信号をサンプリングホールド（Ｓ／Ｈ）するサンプリングホールド回路と、撮像信号のゲインコントロールを行うＡＧＣ（Auto Gain Control ）回路からなるＳ／Ｈ ＡＧＣ回路、４はＳ／Ｈ ＡＧＣ回路３から出力される撮像信号をディジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換器、５はディジタル信号とされた撮像信号の信号処理を行うカメラ処理部（CAMERA PROCESS）である。 【００１１】また、６はカメラ処理部５から出力された輝度信号（Y signal）を検波する検波回路（DETECT CIR
CUIT）であり、７は検波回路６により検波された輝度信号のレベル情報を受けてレンズブロック１，ＣＣＤ２，
およびＳ／Ｈ ＡＧＣ回路３を制御するカメラ制御部（CAMERA CONTROL MCU）である。 なお、レンズブロック１内にはズームレンズ１３が設けられており、ズームレンズ１３をズームモータ（ZOOM MOTOR）１７により前後に移動することにより、被写体の拡大・縮小のズーミングが可能とされている。 このズームモータ１７はズームドライブ回路（ZOOM DRIVE CIRCUIT）１１により駆動制御されている。 【００１２】また、レンズブロック１内のフォーカスレンズ１６は、フォーカスモータ（FOCUS MOTOR ）１９により前後に移動可能とされており、フォーカスモータ１
９によりその位置が制御されることにより、入射光をＣ
ＣＤ２上に合焦するようにされている。 このフォーカスモータ１９はフォーカスドライブ回路（FOCUS DRIVECIR
CUIT ）９により駆動制御されている。 さらにまた、アイリス１５をアイリスアクチュエータ（IRIS ACTUATER
）１８により制御することにより、ＣＣＤ２上に入射される光量が制御されるようにされている。 このアイリスアクチュエータ１８はアイリスドライブ回路（IRIS D
RIVE CIRCUIT）１０により駆動制御されている。 さらにまた、ＣＣＤ２はＣＣＤドライブ回路（CCD DRIVE CIRC
UIT ）８により駆動されている。 【００１３】前記したズームモータ１７、アイリスアクチュエータ１８やフォーカスモータ１９は電磁モータとされており、それぞれの電磁モータは、カメラ制御部７
の制御の基で設定された目標値に向かって制御されるようになる。 これらの電磁モータの駆動は、前記したようにズームドライブ回路１１，アイリスドライブ回路１
０，フォーカスドライブ回路９が行うようにされ、本発明においては各ドライブ回路である駆動制御回路は、電力ロスが極力生じないような回路とされている。 そこで、アイリスドライブ回路１０を例に挙げて、本発明の駆動制御方法を具現化した本発明の駆動回路の第１の実施の形態の回路図を図２に示す。 【００１４】図２において、２４は制御演算回路、２５
は駆動回路、２６はアクチュエータ部であり、２７はアクチュエータ部２６のロータマグネット２６−２の位置を検出するホール素子等から構成される位置検出ユニットである。 また、制御演算回路２４には、アクチュエータ部２６を所望の位置まで回転制御させる目標値が端子２１から入力されると共に、位置検出ユニット２７から出力される制御量信号２９が入力されている。 制御演算回路２４内において、目標値はＯＰアンプ２４−１の非反転入力端子に入力され、制御量信号２９はＯＰアンプ２４−１の反転入力端子に入力される。 また、ＯＰアンプ２４−１の非反転入力端子には、端子２２から入力された三角波等の交流信号が直流阻止用のコンデンサ（Ｃ
１）２３を介して入力されている。 なお、ＯＰアンプ２
４−１の反転入力端子と出力端子間には負帰還用のインピーダンス素子は接続されていない。 【００１５】さらに、駆動回路２５は制御演算回路のＯ
Ｐアンプ２４−１から出力された偏差２８によりオン／
オフされるトランジスタ２５−２と、このトランジスタ２５−２により駆動制御されるアクチュエータコイル２
６−１の両端間に発生する高い誘起電圧を抑制するダイオード２５−３から構成されている。 なお、抵抗（Ｒ
１）２５−１はトランジスタ２５−２に適切なベース電流を供給するためのものである。 さらにまた、アクチュエータ部２６は、駆動回路２５により駆動制御されるアクチュエータコイル２６−１と、アクチュエータコイル２６−１に流れる電流量に応じて回転されるロータマグネット２６−２から構成されている。 【００１６】このように構成された本発明の駆動制御回路の動作を図４に示す動作波形図を参照しながら説明する。 なお、図４には目標値信号（ａ）、三角波とされた場合の交流信号（ｂ）、制御量信号（ｃ）、偏差（ｄ）、および駆動電流（ｅ）の波形が時間軸上で示されている。 ＯＰアンプ２４−１には負帰還用インピーダンス素子が接続されていないことから、ＯＰアンプ２４
−１は比較器として動作するようになる。 したがって、
ＯＰアンプ２４−１の非反転入力端子に入力される信号と、反転入力端子に入力される信号とが比較されて、ハイレベルあるいはローレベルとされた比較出力が偏差２
８として出力されるようになる。 この場合、非反転入力端子には、目標値信号と交流信号とが入力されているため、非反転入力端子には、目標値信号のレベルでバイアスされた図４に（ｂ）として示すレベルの三角波が入力されるようになる。 【００１７】一方、ＯＰアンプ２４−１の反転入力端子には位置検出ユニット２７から出力された図４に（ｃ）
として示す制御量信号２９がそのまま入力される。 従って、両入力信号のレベルを比較したＯＰアンプ２４−１
から出力される偏差２８は、図４に（ｄ）として示すようにハイレベルまたはローレベルのパルス状の波形となる。 この偏差２８のパルス幅は、図４を参照すれば明らかなように、制御量（ｃ）のレベルに応じたパルス幅とされている。 ここで、偏差２８によりトランジスタ２５
−２がオンとなるよう駆動されて、アクチュエータコイル２６−１に駆動電流が供給されると、ロータマグネット２６−２が目標値に向かって回転を開始し、その回転位置を検出する位置検出ユニット２７から出力される制御量（ｃ）が次第に上昇していく。 この時、偏差２８はハイレベルを維持しトランジスタ２５−２はオン状態に駆動されるが、偏差２８の値が目標値（ａ）に接近して、目標値信号（ａ）でバイアスされた交流信号（ｂ）
を越えたレベルとなると、ＯＰアンプ２４−１の出力である偏差２８はローレベルに反転するようになる。 【００１８】しかしながら、交流信号（ｂ）は図示するように振動を繰り返していることから、次の瞬間には上昇に転じて制御量（ｃ）を越えるレベルとなるため、Ｏ
Ｐアンプ２４−１の出力である偏差２８は再びハイレベルに反転するようになる。 このような動作が図示するように繰り返し行われることにより、ロータマグネット２
６−２は目標値とする位置まで回転することになり、偏差２８のパルス幅は一定のデューティ比となる。 この場合、トランジスタ２５−２はパルス波形とされている偏差２８によりオン／オフされるため、トランジスタ２５
−２による電力損失は微々たるものとなる。 すなわち、
トランジスタ２５−２がオフされたときは、トランジスタ２５−２のインピーダンスは極めて高いインピーダンスとなって、ほとんど電力は消費されず、トランジスタ２５−２がオンされたときは、トランジスタ２５−２が飽和してそのコレクタ−エミッタ間電圧は、０．２Ｖ程度の微少な電圧とされるため、トランジスタ２５−２により消費される電力ロスは微少なものとなる。 【００１９】また、この際にアクチュエータコイル２６
−１に供給される駆動電流は、図４（ｅ）に示すようになる。 すなわち、偏差２８がパルス状となると、このパルスを積分した鋸歯状の電流波形となり、この駆動電流によりアクチュエータコイル２６−１に発生した起磁力によりロータマグネット２６−２が回転駆動されるようになる。 なお、トランジスタ２５−２がオフされたときに、アクチュエータコイル２６−１に高い誘起電圧が発生するが、この誘起電圧によりダイオード２５−３に電流が流れて、誘起電圧は抑制されるようになる。 従って、ノイズ等が発生されることを防止することができる。 【００２０】図２に示す本発明の駆動制御回路においては、上記したように駆動回路２５における電力損失をほぼゼロとすることができるため、駆動回路２５の電力効率を大幅に向上することができる。 また、図３に本発明の駆動制御回路の第２の実施の形態の回路図を示す。 この駆動制御回路においては、図２に示す駆動制御回路に比べて、位相補償回路２９が設けられおり、位置検出ユニット２７から出力される制御量信号を位相補償するようにしている。 このため第２の実施の形態においては、
制御特性がより向上されるようになる。 また、他の構成は第１の実施の形態と同様とされているので、この第２
の実施の形態の詳細な説明は省略するものとする。 【００２１】さらに、図５（ａ）に本発明の駆動制御回路の第３の実施の形態の回路図を示す。 この第３の実施の形態においては、モータの回転量を制御するようにした駆動制御回路の例が示されている。 図５（ａ）において、２４は制御演算回路、３１はモータ３２を駆動するブリッジ回路（H bridge）、３２はブリッジ回路３１により正逆回転駆動されるモータ、３３はモータ３２の回転位置を検出するホール素子等から構成される位置検出ユニットである。 また、制御演算回路２４には、モータ３２を所望の位置まで回転制御させる目標値が端子２１
から入力されると共に、位置検出ユニット３３から出力される制御量信号２９が入力されている。 制御演算回路２４内において、目標値はＯＰアンプ２４−１の非反転入力端子に入力され、制御量信号２９はＯＰアンプ２４
−１の反転入力端子に入力される。 また、ＯＰアンプ２
４−１の非反転入力端子には、端子２２から入力された三角波等の交流信号が直流阻止用のコンデンサ（Ｃ１）
２３を介して入力されている。 なお、ＯＰアンプ２４−
１の反転入力端子と出力端子間には負帰還用のインピーダンス素子は接続されていない。 【００２２】さらに、ブリッジ回路３１は図５（ｂ）に示すように構成されている。 ブリッジ回路３１は、縦続接続されると共に、ベース同士が接続されたＰＮＰトランジスタ４２およびＮＰＮトランジスタ４３と、縦続接続されると共に、ベース同士が接続されたＰＮＰトランジスタ４５およびＮＰＮトランジスタ４６からなり、さらにＰＮＰトランジスタ４２，４５のエミッタ同士、および、ＮＰＮトランジスタ４３，４６のエミッタ同士が接続された構成とされている。 そして、その縦続接続点間にモータ３２が接続されている。 このように構成されたブリッジ回路３１には、制御演算回路２４のＯＰアンプ２４−１から出力された偏差２８が入力されるが、この偏差２８は一方の縦続接続回路のベースにそのまま入力されると共に、反転回路４１により反転されて他方の縦続接続回路のベースに入力される。 【００２３】このように構成された本発明の第３の実施の形態の駆動制御回路の動作を説明すると、ＯＰアンプ２４−１には負帰還用インピーダンス素子が接続されていないことから、ＯＰアンプ２４−１は比較器として動作するようになる。 したがって、ＯＰアンプ２４−１の非反転入力端子に入力される信号と、反転入力端子に入力される信号とが比較されて、その比較出力が偏差２８
として出力されるようになる。 この場合、非反転入力端子には、目標値信号と交流信号とが入力されているため、非反転入力端子には、目標値信号のレベルでバイアスされた前記図４に（ｂ）として示すレベルの三角波（交流信号を三角波とした場合）が入力されるようになる。 【００２４】一方、ＯＰアンプ２４−１の反転入力端子には位置検出ユニット３３から出力された前記図４に（ｃ）として示す制御量信号２９がそのまま入力される。 従って、両入力信号のレベルを比較したＯＰアンプ２４−１から出力されたハイレベルもしくはローレベルの偏差２８は、前記図４に（ｄ）として示すようにパルス状の波形となる。 この偏差２８のパルス幅は制御量信号２９のレベルに応じたパルス幅となる。 ここで、偏差２８が図４に（ｄ）として示すパルス状の波形となる理由は前述した駆動制御回路と同様であるので省略するが、このパルス状の偏差２８がハイレベルの時は、ブリッジ回路３１のトランジスタ４３，４５がオンされるため、＋Ｂ電源から供給された電流は、実線で示すようにトランジスタ４５−モータ３２−トランジスタ４３を介してアースに流れ込むようになる。 これにより、モータ３２は正（逆）方向に回転するようになる。 【００２５】また、パルス状の偏差２８がローレベルの時は、ブリッジ回路３１のトランジスタ４２，４６がンされるため、＋Ｂ電源から供給された電流は破線で示すようにトランジスタ４２−モータ３２−トランジスタ４
６を介してアースに流れ込むようになる。 これにより、
モータ３２は逆（正）方向に回転するようになる。 このような動作を繰り返すことにより、モータ３２は目標とする位置まで回転するようになる。 この場合、トランジスタ４２〜４６はパルス波形とされている偏差２８によりオン／オフされるため、トランジスタ４２〜４６による電力損失は微々たるものとなる。 すなわち、トランジスタ４２〜４６がオフされたときは、トランジスタ４２
〜４６のインピーダンスは極めて高いインピーダンスとなって、ほとんど電力は消費されず、トランジスタ４２
〜４６がオンされたときは、トランジスタ４２〜４６が飽和してそのコレクタ−エミッタ間電圧は、０．２程度の微少な電圧とされるため、トランジスタ４２〜４６により消費される電力ロスは微少なものとなる。 【００２６】従って、図５（ａ）（ｂ）に示す駆動制御回路を図１に示すズームドライブ回路１１やフォーカスドライブ回路９に適用すると、該ドライブ回路の電力効率を向上させることができるようになる。 ところで、交流信号は前述した例では三角波としているが、この三角波は、周期信号とされた矩形波を積分回路を通すことにより生成することができる。 また、交流信号は三角波に限らず、鋸歯状波等の他の形状の交流信号とすることができる。 また、交流信号を図６に示すような形状とすると、非線形に制御することができる。 すなわち、垂直に立ち上がる波形部分において制御量信号とクロスしている際に、制御量信号のレベルが垂直部分内において上下しても偏差の立ち上がり（立ち下がり）タイミングは変化しないようになる。 すなわち、この垂直部分により不感帯δを生じさせることができる。 このように不感帯を生じさせると、制御量と目標値とが接近している場合に、偏差のデューティを約５０％とすることができる。 【００２７】なお、以上説明した例では、交流信号を目標値に加算して制御演算回路に入力するようにしていたが、本発明はこれに限らず、交流信号を制御量信号に加算するようにしてもよい。 また、本発明の適用例として撮影機器の光量制御を上げたが、本発明はこれに限らず、電磁モータを使用する駆動制御回路を備える電子機器の全般に適用することができる。 【００２８】 【発明の効果】本発明は以上のように構成されているので、スイッチング手段をオン／オフすることにより駆動することができ、スイッチング手段の電力ロスをきわめて小さくすることができる。 すなわち、スイッチング手段をトランジスタ等で構成したときに、トランジスタがオフとされたときの電力ロスは略ゼロであり、トランジスタがオンされてトランジスタに接続されたアクチュエータ等の負荷に電流が供給されたときは、トランジスタは飽和することになるので、そのコレクタ−エミッタ間の電圧は０．２Ｖ程度の飽和電圧に過ぎないため、トランジスタではわずかな電力しかロスしないようになる。
このように、本発明の駆動制御回路では、従来の駆動制御回路に比べて電力効率を格段に向上することができる。 【００２９】また、駆動回路の電力効率を向上することができるため、携帯機器においては使用時間を向上することができるようになる。 さらに、交流信号の波形により、非線形な制御を比較的簡単に実現することができるようになる。 【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の駆動制御回路を備える撮影機器のカメラ制御システムの構成例を示すブロック図である。 【図２】本発明の駆動制御回路の第１の実施の形態の回路を示す図である。 【図３】本発明の駆動制御回路の第２の実施の形態の回路を示す図である。 【図４】本発明の駆動制御回路の第１の実施の形態の回路における動作波形図を示す図である。 【図５】本発明の駆動制御回路の第３の実施の形態の回路を示す図である。 【図６】本発明の駆動制御回路における交流信号の他の波形の例を示す図である。 【図７】従来の駆動制御回路を示す図である。 【符号の説明】 １ レンズブロック、２ ＣＣＤ、３ Ｓ／Ｈ ＡＧＣ
回路、４ Ａ／Ｄ変換器、５ カメラ処理部、６ 検波回路、７ カメラ制御部、８ ＣＣＤドライブ回路、９
フォーカスドライブ回路、１０ アイリスドライブ回路、１１ ズームドライブ回路、１２，１３，１４，１
６ レンズ、１５ アイリス、１７ ズームモータ、１
８ アイリスアクチュエータ、１９ フォーカスモータ、２４ 制御演算回路、２５ 駆動回路、２６ アクチュエータ部、２７，３３ 位置検出ユニット、２８
偏差、２９ 制御量、３０ 位相補償回路、３１ ブリッジ回路、３２ モータ |
