[0002] 本申请涉及2006年5月30日提交的美国
专利申请No.11/442,838，这里通过引用并入该申请的全部内容。
技术领域
[0003] 本
发明一般地涉及无线通信系统，更具体而言涉及一种用在PHS接收机中的用于调节
频率偏移的装置和方法。
背景技术
[0004] 诸如蜂窝系统之类的无线通信系统允许用户在用户之间和/或在用户和小区基站之间无线地发送和接收数据。一般而言，无线通信系统必须工作在某一特定频率下，并且功率
水平低于某一特定功率水平。在这些约束下，无线系统尝试最大化对于各个用户的数据传送，同时适应共享无线系统的所有其他用户的需求。因此，每个无线设备必须智能地使用分配带宽来最大化数据传送。
[0005] 已经开发出若干种用于最大化分配带宽的使用的方法，其中一种是时分多址(TDMA)。有许多种不同类型的采用TDMA的通信系统。一种使用TDMA的通信系统是个人手持电话系统(PHS)，PHS是一种工作在1.88-1.93GHz频带内的
移动电话系统。由于PHS的低成本优势，目前PHS已经被广泛使用。一般而言，PHS具有500mW的传输功率和10-100米的范围。
[0006] PHS使用TDMA作为无线电
接口和自适应差分脉冲编码调制(ADPCM)作为语音编
解码器(codec)。语音编解码器包括在模拟和数字格式之间进行转换的
模数转换器(ADC)和
数模转换器(DAC)。TDMA是一种允许多个用户接入单个射频(RF)信道的数字
信号传输方 案。信道之间的干扰通过给每个信道内的每个用户分配唯一的时隙来加以避免。例如一个PHS
帧包括四个信道：一个控制信道和三个流量信道。
[0007] 现在参考图1，PHS电话系统包括具有天线12的PHS电话10和具有天线13的小区基站11。示例性的PHS电话10包括
信号处理模
块16、
存储器22、电源24和I/O模块26。信号处理模块16包括发送模块18和接收模块20。I/O模块26可包括各种用户接口，例如麦克
风26-1、扬声器26-2、显示屏26-3、
键盘26-4和摄像头26-5等等。 [0008] 发送模块18将来自麦克风26-1的用户输入转换为PHS兼容信号。接收模块20将接收自天线12的数据转换为用户可识别格式，并经由扬声器26-2输出。信号处理模块16使用存储器22来处理发送到天线12并从天线12接收的数据。电源24向电话10供电。 [0009] 数字数据一般由0和1代表，这些0和1被称为位。数据通常是利用承载信息的基带信号对载波信号的幅度、频率或
相位加以调制而发送的。
正交相移键控(QPSK)是一种常用在通信系统中的相位调制。在QPSK中，信息位被分组为称为dibit(二位二进制数)的对。从而，QPSK使用四个符号来代表dibit值00、01、10和11。QPSk将这四个符号映射到四个固定相位
角。例如，符号00可以映射到+3π/4。另一方面，π/4-DQPSK使用差分编码，其中符号和相位角之间的映射是变化的。另外，π/4-DQPSK将这四个符号中的每一个映射到实和虚的相位角，从而导致八点
星座式分布。
[0010] 图2是示例性PHS时隙格式的示意图。PHS时隙格式分为控制信道(CCH)和流量信道(TCH)数据。CCH和TCH中相关字段的含义将在下面描述。
[0011] 图3是接收机数据路径的一部分的
框图。注意，在接收路径中，I/Q信号在经过RF和IF下变频后已经变为基带信号。下文中，除非特别指出，否则都是指基带情形。 [0012] 如图3所示，模拟前端(AFE)部分将基带
输入信号从
模拟信号转换为
数字信号。转换后的数字信号被传输到
硬件加速器模块114。硬件加速器模块114处理数字输入信号，并生成补偿了
载波频率偏移后的信号。具 体而言，转换后的数字信号被
抽取滤波器116进一步滤波并抽取，变为3倍符号速率，例如576kHz。该信号首先经过载波恢复模块118，然后经过旋转器120。载波恢复模块118的功能是检测突发并估计接收和发送之间的载波频率偏移。接着，后面的旋转器可以补偿这种载波偏移。经旋转的信号被传递到均衡器126。这里，在训练序列是唯一字(UW)的情况下应用自适应判决均衡器126。因此，需要UW的精确
位置。该信息可以经由相关器128获得。相关器128将输入数据与UW相关，在检测到相关结果的峰值之后，就可以获得突发数据中UW的位置。这一过程就是传统的相干检测过程。理论上，这种相干检测过程比差分检测的性能要优越。
[0013] 对于每一相干解调器，载波的恢复是很重要的。其
质量影响了后级的功能块的性能。目前，最广泛使用的载波频率恢复方案是
自动频率控制(AFC)。然而，在PHS系统中，数据是以突发模式发送的，因此使AFC稳定的响应时间要相对较短，一般在若干到数十符号内。因此对于本
实施例而言，采用开环载波频率估计更为适用。在均衡器126后，应用慢
跟踪器322来跟踪慢变的载波特性。
[0014] 在PSK信号的相干解调中，由于有限的
振荡器精度或运动车辆的
多普勒效应而引起的载波频率偏移会导致性能的明显下降。在PHS系统中，小区基站可能具有高达±2ppm的偏移，而个人台站可能具有高达±10ppm的偏移。在解调中校正频率偏移有助于提高接收机性能并减轻对振荡器精度的要求，从而减少成本。
[0015] 本实施例中的载波恢复模块118有两个基本功能：一个是检测TDD(时分双工)突发，另一个是估计接收信号和发送信号之间的载波频率偏移。该估计的载波偏移可用来驱动旋转器120补偿接收信号中的偏移，或者可用来驱动AFC来校正本地载波发生器的频率。图4是载波恢复模块118的功能框图。载波恢复模块118由突发检测器(BD)和载波偏移计算器(COC)构成。如图4所示，来自抽取滤波器116的I/Q数据进入角度计算器140，导出接收信号的角度。角度计算器140一般用CORDIC(坐标旋转数字计算机)实现。接着送入突发检测器130中检测突发。来自突发检测器130的突发检测标志触发信号从延迟
缓冲器134进入到COC132 中以导出载波频率偏移。所得到的偏移被变换为旋转角以传递到旋转器，从而可以补偿接收信号中的频率偏移。载波恢复模块118由载波恢复控制寄存器控制，并且可以通过设置适当的寄存器位被旁路。
[0016] 在接收到载波恢复模块118输出的旋转角后，旋转器120抵消这种载波频率偏移。经过旋转器120之后的信号被认为是几乎无偏移的，因此这时该信号和UW字之间的相关就可以标识精确的UW位置，从而可以导出精确的位定时。接着，均衡器126基于相关器128导出的精确的位定时消除多路径干扰。经均衡的信号被输出到慢跟踪器322，来跟踪由于
晶体振荡器的不
稳定性而引起的载波频率的变化，并且在初始偏移计算不够精确的情况下对载波频率进行微小调节。
发明内容
[0017] 在一个方面中，本发明公开了一种用于实现自动频率控制的装置，包括：旋转器，所述旋转器旋转输入信号以最小化所述输入信号的载波频率偏移，并生成经补偿信号；相关器，所述相关器将所述经补偿信号与唯一字相关以获得定时校正；均衡器，所述均衡器基于所述定时校正均衡所述经补偿信号并生成经均衡信号；以及慢跟踪器，所述慢跟踪器基于所述经补偿信号和所述经均衡信号生成慢跟踪频率偏移信号，以指示所述旋转器根据所述慢跟踪频率偏移信号进行动作；其中，所述慢跟踪器包括：第一乘法器，用于将所述经补偿信号与来自累加器的输出相乘；第二乘法器，用于将所述第一乘法器的输出与所述经均衡信号相乘；平滑窗口求和器，用于提取出所述第二乘法器的输出的
虚部，并通过平滑窗口进行N次求和，N是大于0的整数；微分器，用于对平滑窗口求和器的输出进行微分；频率偏移量检测器，用于根据所述微分器的输出确定所需频率偏移量，并据此控制调节步幅确定器和所述平滑窗口求和器；所述调节步幅确定器，用于根据所述频率偏移量检测器的输出确定调节步幅，并将所确定的调节步幅作为慢跟踪频率偏移信号输出到所述旋转器和累加器；以及所述累加器，用于接收从所述调节步幅确定器输出的结果并进行累加，并将输出提供给所述第一乘法器。
[0018] 在另一方面中，本发明公开了一种用于调节输入信号以补偿其频率偏移的方法，包括：旋转所述输入信号以最小化所述输入信号的载波频率偏移，并生成经补偿信号；将所述经补偿信号与唯一字相关以获得定时校正；基于所述定时校正均衡所述经补偿信号并生成经均衡信号；以及基于所述经补偿信号和所述经均衡信号生成慢跟踪频率偏移信号，并根据所述慢跟踪频率偏移信号进行旋转；其中，生成所述慢跟踪频率偏移信号的步骤包括：将所述经补偿信号与来自累加器的输出相乘，生成第一乘法信号；将所述第一乘法信号与所述经均衡信号相乘，生成第二乘法信号；提取出所述第二乘法信号的虚部，并通过平滑窗口进行N次求和，N是大于0的整数；对所述平滑窗口的输出进行微分；根据所述微分结果确定所需频率偏移量，并根据所述所需频率偏移量生成慢跟踪频率偏移信号；以及根据所述慢跟踪频率偏移信号控制调节步幅和平滑窗口长度。
附图说明
[0019] 图1是示例性的PHS电话系统；
[0020] 图2是示例性PHS时隙格式的示意图；
[0021] 图3是接收机数据路径的一部分的框图；
[0022] 图4是载波恢复模块118的功能框图；
[0023] 图5示出了慢跟踪器322的功能框图；
[0024] 图6示出了对慢跟踪器322的改进322’；以及
[0025] 图7示出了在慢跟踪器322’中的信号
流程图。
具体实施方式
[0026] 下面参考附图详细描述本发明的示例性实施例。
[0027] 理论上，经过旋转器120之后的信号应该是几乎无偏移的。但是，在实际情况下，由于旋转器的精度所限(因为旋转器120的作用是消除大的频率偏移)，必然存在一定的残留偏移。虽然这种残留偏移相比于旋转之前的偏移是很微小的，但是也会对后级的处理产生一定的影响。因此，有必要通过进一步的处理消除这种残留偏移。下面简要描述导出和消除这种 残留偏移的原理。
[0028] UW和PR由于其相位的先验知识是用于导出残留偏移的最好候选。但是对于TCH数据而言，PR和UW的长度是不够的(如图2所示)，因此可以再加上均衡器126的输出。 [0029] 对于每个TDD突发，初始相位是未知的，因此初始相位、PR和UW是未知的。假定 是接收到的复信号(r(t)已经过旋转器120的处理)，其中a(t)是包络， (t)是假定初始相位为0的情况下的符号相位。θ0是初始相位，θn(t)是噪声相位。
[0030] 图5示出了慢跟踪器322的功能框图。在经过第一乘法器324之后，初始相位θ0和估计的频率偏移相位 被去除(假定θ0可以导出，其过程将在下面描述)。可以导出
[0031]
[0032] 其中Δfε是未校正的残留偏移，在经过第二乘法器326之后，得到信号r2(t)，r2(t)是在去除了信息承载相位 (t)之后的信号，
[0033] 因此，r2(t)的
正交分量(虚部部分)是r2q(t)＝a(t)sin(2πΔfεt+θn(t))。为了消除噪声相位θn(t)，我们选择适当的平滑窗口长度来平滑掉噪声相位。在本发明的实施例中采用了6个符号的平滑窗口(这是基于仿真获得的结果)。因此， [0034]
[0035] 根据sumq(t)的微分进行频率偏移调节。
[0036] 下面简要描述θ0的导出。θ0可以基于通过相关检测出的UW来导出。 [0037]
[0038] 如果Δf小到可以忽略，则
[0039]
[0040] 在图5所示的慢跟踪器322中，输入数据r(t)被提供给均衡器126和第一乘法器324。乘法器324生成输出r1(t)，并输出到第二乘法器326。来自均衡器126的输出被提供给第二乘法器326作为第二输入，模块328提取出所得结果的虚部，并提供给平滑窗口330。平滑窗口330对结果求 和N次(对于本发明而言N是6)。平滑窗口330的长度是可选的。平滑窗口330的输出被微分器332微分。根据微分的结果调节步幅确定器334输出慢跟踪频率偏移信号到旋转器120，并保存在旋转角寄存器中作为θ。旋转器120根据慢跟踪频率偏移信号进行微调，从而消除残留偏移。从该流程可以看出，旋转器120、均衡器
126和慢跟踪器322构成了一个AFC(自动频率控制)环路。另外，调节步幅确定器334还将结果输出到累加器336，作为对乘法器324的反馈。
[0041] 图5所示的慢跟踪器322是基于这样的假设工作的：即慢跟踪器322的调节只是一个微调过程，其调节量很小，因为数据已经经历了载波频率估计的粗调过程。通常慢跟踪器的调节步幅设为0.02ppm左右(即，每次调节步幅确定器只能指示旋转器进行0.02ppm的调节)。如果所需调节量较大的话，则慢跟踪器无法满足需要。
[0042] 例如，在真实环境下，有时候振荡频率由于某种不确定的原因会发生较大的上跳变或下跳变。尽管这一现象并不是经常发生的，但是一旦发生，就会产生很严重的后果，甚至导致通信无法进行。其根本原因在于现有的慢跟踪器322无法跟踪这种较大的频率跳变。
[0043] 如果仅仅改变调节步幅确定器334的步幅大小(即，将该步幅大小设为一个较大的预定值)来适应这种较大的频率跳变，则会牺牲正常环境下的性能(即，由于步幅较大，而无法精确调节)。也就是说，精确的频率偏移校正和对突然的振荡器跳变的适应性是矛盾的两方面。
[0044] 图6是根据本发明实施例的对上述慢跟踪器322的改进322’。在图6中，在微分器332和调节步幅确定器334之间加入了名为Δf检测器338的块，其功能是检测是否发生了明显的频率跳变。Δf检测器338还连接到平滑窗口330，如图6所示。在根据微分器332的输出获得了慢跟踪频率偏移的结果后，Δf检测器338将所需调节量与某一预设的
阈值Δfthres相比较，如果改变量很大超过了阈值Δfthres，则指示调节步幅确定器334
修改调节步幅，并指示平滑窗口330修改N(即，平滑窗口长度)，具体而言是增大调节步幅(例如增大到原步幅的若干倍)并增大平滑窗口长度。由于步幅变大并且速度变快，因此在很短时间内(一般在数十时隙之后)就可 以捕捉到该大的频率跳变。当校正了大的频率偏移后，Δf检测器338检测到偏移变小(例如低于Δfthres)，则这时指示334和330将调节步幅和N减小到初始值。这样，该AFC环路不仅可以快速捕捉到较大的频率跳变，还可以在快速捕捉后恢复为初始的较小值，从而保证了再次校正的精度。
[0045] 基于以上描述可以看出，Δf检测器338可以包括比较器和用于存储阈值的寄存器等。另外，Δf检测器338可以与调节步幅确定器334相集成。这种情况下，根据334的输出控制平滑窗口330的窗口长度。
[0046] 图7示出了在慢跟踪器322’中的信号流程图。在步骤701中，接收信号r(t)，r(t)是经过旋转器120之后的信号。在步骤703中，在经过乘法器324之后，通过与累加器336的结果相乘，获得了去除初始相位θ0和估计的频率偏移相位 后的信号r1(t)。然后在步骤705中，通过在乘法器326中使r1(t)与r(t)经过均衡器126后的信号相乘，得到了信号r2(t)。在步骤707中，平滑掉r2(t)的噪声相位并求和。在步骤709中，对求和后的结果进行微分，在步骤711中根据微分结果判断需要实现的调节量是否大于阈值。如果是，则进行到步骤715，增大调节步幅和平滑窗口长度并返回到步骤707重新进行平滑和求和。如果否，则进行到步骤713，进行频率偏移调节。
[0047] 图7只是一种示例性实现方式。图7可以按不同的方式实现。例如，可以只增大调节步幅和平滑窗口长度中的任何一个。或者，可以先增大调节步幅(例如按每次增大0.02ppm进行)，在调节步幅的增大仍然无法满足需要的情况下再增大平滑窗口长度。 [0048] 尽管以上描述了根据本发明的某些实施例，但是本领域技术人员将理解，本发明并不局限于这些实施例。本发明的具体范围应由所附
权利要求限定。
