技术领域
[0001] 本
发明涉及
电子技术领域，特别涉及一种驱动电源。
背景技术
[0002] IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)是使用广泛的电
力电子
半导体器件，驱动IGBT需要正负电源，虽然IGBT是
电压控制型器件，但是驱动IGBT仍然需要较大的功率。如果驱动电源出现故障，IGBT在工作时也极有可能损坏。
[0003] 目前，IGBT的驱动电源，主要有如下两种：
[0004] 使用反激式电源加原边反馈的驱动电源，直接输出驱动正
负压。这种驱动电源虽然有原边电压反馈，但是其
输出电压并不参与反馈，因此输出电压在负载变化时会变化。而且，原边参与反馈的一路需要有额外的绕组，使得
变压器更加复杂。
[0005] 使用正激式电源输出电压，然后采用稳压管及功率
电阻分出驱动正负压方式的驱动电源。这种驱动电源需要的滤波电容的容值比较大，电容器的成本高。而且在输入电压变化时，其负压会出现较大的变化，甚至会使负压消失，从而造成IGBT无法可靠关断，致使IGBT很容易损坏。
发明内容
[0006] 本发明的目的在于提供一种驱动电源，使得在输入电压降低较多时，驱动电源的负压也一直存在，从而使得IGBT可以一直可靠关断，防止损坏。
[0007] 为解决上述技术问题，本发明的实施方式提供了一种驱动电源，包含：推挽式
开关电源、稳压单元与滤波单元；
[0008] 所述稳压单元、滤波单元与所述推挽式
开关电源均相连；所述稳压单元与所述滤波单元相连；
[0009] 所述推挽式开关电源，用于在接收驱动
信号时分别通过
正压输出端VCC、负压输出端VEE输出驱动正压、驱动负压；
[0010] 所述稳压单元，用于对所述驱动正压、驱动负压进行稳压；
[0011] 所述滤波单元，用于对所述驱动正压、驱动负压进行滤波；
[0012] 其中，所述稳压单元包含稳压芯片U1与稳压
二极管V1；
[0013] 所述V1连在所述VEE与所述U1之间，所述U1与所述VCC、所述滤波单元均相连；
[0014] 所述稳压芯片与所述稳压二极管，对所述驱动正压、驱动负压进行综合稳压。
[0015] 本发明实施方式相对于
现有技术而言，是利用稳压芯片和稳压二极管对驱动正压、驱动负压进行综合稳压，这样，可以在输入电压变化不大以及负载变化时，驱动电源输出的驱动正压为一稳定的值，而在输入电压降低较多时，驱动电源输出的驱动负压也一直存在，从而使得IGBT可以一直可靠关断，防止损坏，进而可以实现驱动电源的可靠安全。
[0016] 进一步地，所述推挽式开关电源包含：第一输入端、第二输入端、4个电阻R3、R4、R5、R6、两个N型金属-
氧化物-半导体NMOS管Q1、Q2、高频变压器T1与整流单元；其中，所述T1包含原边绕组与副边绕组；所述原边绕组包含两个线头L1、L2与
中心抽头L3，所述副边绕组包含两个线头L4、L5，所述L3用于接收
输入信号VIN；所述整流单元包含两个输入端口与两个输出端口；所述第一输入端，用于输入第一驱动信号DriveA；所述第二输入端，用于输入第二驱动信号DriveB；其中，所述DriveA与所述DriveB互补；所述R3一端与所述第一输入端相连，另一端与所述Q1的栅极相连，所述Q1的漏极与所述L1相连，所述Q1的源极接地；所述R4连接在所述Q1的栅极与源极之间；所述R5一端与所述第二输入端相连，另一端与所述Q2的栅极相连，所述Q2的漏极与所述L2相连，所述Q2的源极接地；所述R6连接在所述Q2的栅极与源极之间；所述整流单元的两个输入端口分别与所述L4、L5相连，所述整流单元的两个输出端口分别与所述VCC、所述VEE相连。
[0017] 另外，所述整流单元包含4个
整流二极管D1、D2、D3与D4；所述D1的负极与所述L4相连，正极与所述VEE相连；所述D2的正极与所述L4相连，负极与所述VCC相连；所述D3的负极与所述L5相连，正极与所述VEE相连；所述D4的正极与所述L5相连，负极与所述VCC相连。
[0018] 另外，所述滤波单元包含4个电容C2、C3、C4与C5；所述C2的一端与所述C3的一端均与所述VCC相连，所述C2的另一端与所述C4的一端相连，并形成
节点1，所述C3的另一端与所述C5的一端相连，并形成节点2，所述C4的另一端与所述C5的另一端均与所述VEE相连，所述节点1与所述节点2均与所述VOUT相连。
[0019] 进一步地，所述C2、C3、C4与C5均采用贴片陶瓷电容。
[0020] 这样，利用推挽式电源及4个整流二极管作为IGBT的驱动电源，可以使得驱动电源的输出滤波电容容值较小，不需要使用
电解电容或钽电容，使用贴片陶瓷电容即可，在降低成本的同时也使得可靠性提高。
[0021] 另外，所述稳压芯片为降压型线性稳压器，型号为LM337；所述稳压单元还包含两个电阻R1、R2与电容C1；其中，所述降压型线性稳压器包含负输入端-VIN、调整信号输入端ADJ与输出端VOUT；所述R1一端与所述VCC相连，另一端与所述R2的一端相连，所述R2的另一端与所述VOUT相连，所述C1连接在所述VOUT与所述ADJ之间，所述-VIN经所述V1与所述VEE相连。利用型号为LM337的降压型线性稳压器，
精度高，电压可调。
[0022] 另外，所述稳压芯片为固定稳压器，型号为LM7915；其中，所述固定稳压器包含负输入端-VIN、输出端VOUT与接地端GND；所述-VIN经所述V1与所述VEE相连，所述VOUT与所述VCC相连，所述GND接地。这样，稳压单元包含的元器件较少，结构简单。
附图说明
[0023] 图1是根据本发明第一实施方式的驱动电源的结构示意图；
[0024] 图2是根据本发明第一实施方式中的PWM驱动信号
波形以及开关电源输出电压的波形示意图；
[0025] 图3是根据本发明第一实施方式中的驱动正压和驱动负压变化的波形示意图；
[0026] 图4是根据本发明第二实施方式的驱动电源的结构示意图。
具体实施方式
[0027] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的各实施方式进行详细的阐述。然而，本领域的普通技术人员可以理解，在本发明各实施方式中，为了使读者更好地理解本
申请而提出了许多技术细节。但是，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和
修改，也可以实现本申请各
权利要求所要求保护的技术方案。
[0028] 本发明的第一实施方式涉及一种驱动电源，可以应用于690VAC(三相690V交流)输入、280kw(千瓦)的
变频器中，或者应用于高压变频器单元中。该驱动电源，具体如图1～3所示，包含：推挽式开关电源101、稳压单元102与滤波单元103。
[0029] 其中，推挽式开关电源101，用于在接收驱动信号时分别通过正压输出端VCC、负压输出端VEE输出驱动正压、驱动负压。具体地说，推挽式开关电源101包含：第一输入端、第二输入端、4个电阻R3、R4、R5、R6、两个NMOS管Q1、Q2、高频变压器T1与整流单元1011。
[0030] 其中，T1包含原边绕组与副边绕组；原边绕组包含两个线头L1、L2与中心抽头L3，副边绕组包含两个线头L4、L5，L3用于接收输入信号VIN；整流单元包含两个输入端口与两个输出端口；第一输入端，用于输入第一驱动信号DriveA；第二输入端，用于输入第二驱动信号DriveB；其中，DriveA及DriveB信号为PWM控
制芯片发出的驱动信号，这两个信号是互补的，并存在死区，如图2所示；R3一端与第一输入端相连，另一端与Q1的栅极相连，Q1的漏极与所述L1相连，Q1的源极接地；R4连接在Q1的栅极与源极之间；R5一端与第二输入端相连，另一端与Q2的栅极相连，Q2的漏极与L2相连，Q2的源极接地；R6连接在Q2的栅极与源极之间；整流单元的两个输入端口分别与L4、L5相连，整流单元的两个输出端口分别与VCC、VEE相连。R3及R5分别为Q1和Q2的栅极电阻，R4及R6可以保证Q1及Q2在无驱动信号时可靠关断。
[0031] 本实施方式中，驱动电源的功率约为2W(瓦)，推挽式开关电源(简称“开关电源”)的开关管Q1、Q2的型号为BSO615N，输入电压为15V，开关电源输出总电源为25V。
[0032] 整流单元1011包含：4个整流二极管D1、D2、D3与D4；D1的负极与所述L4相连，正极与VEE相连；D2的正极与L4相连，负极与VCC相连；D3的负极与L5相连，正极与VEE相连；D4的正极与L5相连，负极与VCC相连。D1至D4为整流的输出二极管。
[0033] 稳压单元102，用于对正、负压信号进行稳压。其中，稳压单元包含稳压芯片U1、稳压二极管V1、两个电阻R1、R2与电容C1；稳压芯片为降压型线性稳压器，即稳负压芯片，型号为LM337，包含负输入端-VIN、调整信号输入端ADJ与输出端VOUT；R1一端与VCC相连，另一端与R2的一端相连，R2的另一端与VOUT相连，C1连接在VOUT与ADJ之间，-VIN经V1与VEE相连。
[0034] 稳压芯片U1的正压稳压值为15V，驱动负压值为10V，在输入电压由14V变化至16V，以及负载从空载到满载的变化中，驱动正压持续为15V，驱动负压从8V变化到12V左右。稳压二极管V1的稳压值为4.3V，实际中由于LM337的最小压降，负压可以持续稳定在5V。当输入电压降低到12V时，总电压约为20V，此时驱动正压开始从15V降低，随着输入电压的降低，驱动正压不断降低，而驱动负压维持在5V不变。
[0035] 电阻R1、R2用于调节稳压值，在使用轨对轨的
驱动器时，需要稳的电压值为15V，C1用于稳压值的滤波。U1与V1对驱动正压与驱动负压进行综合稳压，既可以在输入电压变化不大以及负载变化时，驱动电源输出的驱动正压为一稳定的值，又可以保证IGBT的驱动负压在总电压较低时也可以存在。
[0036] 滤波单元103，用于对驱动正压、驱动负压进行滤波。具体地说，滤波单元103包含4个10uF(微法)/25V(伏特)的电容C2、C3、C4与C5；C2的一端与C3的一端均与VCC相连，C2的另一端与C4的一端相连，并形成节点1，C3的另一端与C5的一端相连，并形成节点2，C4的另一端与C5的另一端均与VEE相连，节点1与节点2均与VOUT相连。4个10uF(微法)/25V(伏特)的贴片陶瓷电容两并两串用于滤波，纹波
电流小于100mV。
[0037] PWM控制芯片为驱动电源提供驱动信号DriveA及DriveB，驱动电源在DriveA、DriveB的驱动下，输出驱动正压与驱动负压。其中，开关电源的PWM驱动信号波形以及开关电源输出电压的波形示意图如图2所示。由于本实施方式中开关电源的输出采用了四个二极管进行滤波，因此开关电源的开关管Q1和Q2中任何一个开启，开关电源都能在VCC和VEE之间产生一个电压。本开关电源由于没有反馈回路，所以设置开关管Q1和Q2都是工作在最大占空比(50％，忽略死区时)的状态下，因此开关电源只有在死区期间无法输出电压，需要滤波电容维持电压，其余时间都可以输出电压。如图2所示，在DriveA和DriveB都开通的时间，开关电源都能输出电压，只有在死区时开关电源无法输出电压。而死区时间一般只有100ns左右，时间非常短，因此本开关电源所需要的滤波电容的容值可以很小，远小于普通的正激或反激式开关电源，不需要使用电解电容或钽电容，使用贴片陶瓷电容即可，这样，可以在降低成本的同时也使得可靠性提高。
[0038] 在驱动电源总电压变化时，驱动正压和驱动负压变化的波形示意图如图3所示。由于采用了稳负压芯片以及稳压二极管综合稳压的方式稳压，因此如图3所示，在总电压因为外部输入电压或负载变化而变化不大时，驱动电源的正压在稳负压芯片U1的精确稳压下，可以保持一直不变，维持在最适合IGBT驱动的+15V(在驱动为轨到轨时，此电压即为IGBT
门机的驱动电压)。此时虽然负压会随着总电压的变化而变化，但是负压仍然存在，仍然可以保证IGBT的可靠关断。在总电压变化较大时，例如因为开关电源输入电压降低较多，此时在负压降低到5V(绝对值)时，在总电压继续降低时，由于稳压管V1的作用，驱动负压会维持不变，而稳负压芯片U1此时已经不能再稳定电压，因此驱动正压开始降低，驱动负压不再降低，维持在5V。维持一个驱动负压可以保证IGBT可靠的关断，以防止由于外部电磁环境的干扰造成的IGBT误导通，从而造成IGBT损坏。
[0039] 与现有技术相比，利用稳压芯片和稳压二极管综合稳压，输出驱动正压、驱动负压，可以在输入电压变化不大以及负载变化时，驱动电源输出的驱动正压为一稳定的值，而在输入电压降低较多时，驱动电源输出的驱动负压也一直存在，从而使得IGBT可以一直可靠关断，防止损坏，进而可以实现驱动电源的可靠安全。
[0040] 本发明的第二实施方式涉及一种驱动电源。第二实施方式与第一实施方式大致相同，主要区别之处在于：在第一实施方式中，稳压单元中包含：LM337型号的稳压芯片、稳压二极管V1、电阻R1、R2与电容C1。而在本发明第二实施方式中，稳压单元仅包含型号为LM7915的固定稳压器与稳压二极管V1，结构简单。
[0041] 具体地说，在本实施方式中，驱动电源，具体如图4所示，包含：推挽式开关电源101、稳压单元102与滤波单元103。其中，推挽式开关电源101、滤波单元103与第一实施方式中的相同，在此不再赘述。下面具体介绍本实施方式中的稳压单元102：
[0042] 稳压单元102包含稳压二极管V1与型号为LM7915的固定稳压器。其中，固定稳压器包含负输入端(-VIN)、输出端(VOUT)与接地端(GND)；-VIN经V1与VEE相连，VOUT与VCC相连，GND接地。由图4可知，本实施方式中的稳压单元102包含的元器件少，结构简单。
[0043] 本领域的普通技术人员可以理解，上述各实施方式是实现本发明的具体
实施例，而在实际应用中，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。
