PMOS正高压电荷泵
阅读：392发布：2020-05-13
专利汇可以提供PMOS正高压电荷泵专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 涉及集成 电路 技术领域，公开了一种PMOS正高压电荷 泵 。本发明的 电荷泵 采用新型结构，保存原有PMOS 开关 电荷泵的同时，增加PMOS开关电荷泵栅极控制辅助支路，降低了传输辅助支路中PMOS开关管栅极 电压 ，提高了传输辅助支路中PMOS管电荷导通能 力 ，减小了电压损失，从而提高了 输出电压 ，减小了电压上升时间，提高了电路整体电压上升阶段电压的斜率，同时很好地减小了由栅极控制辅助支路直接控制传输主支路中PMOS管栅极时存在的较大反向 电流 。，下面是PMOS正高压电荷泵专利的具体信息内容。
1.一种PMOS正高压电荷泵，其特征在于，包括多级串联的电荷泵电路，以及一级输出电路，所述输出电路的输入端与最后一级所述电荷泵电路的输出端连接；
其中，每一级所述电荷泵电路包括一个NMOS管、三个PMOS管和一个电容器；其中，所述电容器的一端、第一PMOS管的漏极、栅极和衬底，第二PMOS管的漏极和衬底，以及第三PMOS管的栅极相连在一起，并作为本级电荷泵电路的输出端；第三PMOS管的漏极、NMOS管的漏极和第二PMOS管的栅极相连在一起；所述NMOS管的栅极与控制信号相连；所述电容器的另一端与时钟信号相连；所述NMOS管的源极、衬底接地；第一PMOS管的源极、第二PMOS管的源级，以及第三PMOS管的栅极连接在一起，作为本级电荷泵电路的输入端，与输入电压或上一级电荷泵电路的输出端相连；
所述输出电路为所述电荷泵电路去除电容器之后形成的电路。
2.如权利要求1所述的PMOS正高压电荷泵，其特征在于，所述电荷泵电路有四级，第一级、第三级电荷泵电路中的电容的另一端与第一时钟信号CK1连接，第二级和第四级电荷泵电路中的电容的另一端与第二时钟信号CK2连接，第一级、第三级电荷泵电路以及所述输出电路中的NMOS管的栅极与第一控制信号CTL1连接，第二级、第四级电荷泵电路中的NMOS管的栅极与第二控制信号CTL2连接，第一时钟信号CK1与第二时钟信号CK2两相不交叠。
3.如权利要求2所述的PMOS正高压电荷泵，其特征在于，第一控制信号CTL1依据第一时钟信号CK1产生，第二控制信号CTL2依据第二时钟信号CK2产生。
4.如权利要求3所述的PMOS正高压电荷泵，其特征在于，第一控制信号CTL1的上跳沿晚于相应第一时钟信号CK1的下跳沿，第二控制信号CTL2的上跳沿晚于相应第二时钟信号CK2的下跳沿；第一控制信号CTL1的下跳沿早于相应第一时钟信号CK1的上跳沿，第二控制信号CTL2的下跳沿早于相应第二时钟信号CK2的上跳沿。
PMOS正高压电荷泵
技术领域
背景技术
[0002] 电荷泵电路作为EEPROM/Flash存储器的基本模块之一，很大程度上决定了EEPROM/Flash的初始编程/擦除/读取速度。随着集成电路制造工艺的进步、对低功耗的追求，集成电路的电源电压不断下降。另一方面，在Flash存储器中，单元的编程/擦除操作所需高电压有所下降，但远远慢于电源电压的下降速度。这样使得在集成电路的不断发展过程中电荷泵电路逐步显现出其重要的作用和地位。在EEPROM/Flash存储器的设计中，对各种高性能电荷泵的研究逐渐成为当前集成电路研究的热点之一。
[0003] 电荷泵也称为开关电容式电压变换器，是一种利用所谓的“快速”（flying）或“泵送”电容（而非电感或变压器）来储能的DC-DC（直流-直流变换器）。它们能使输入电压升高或降低，也可以用于产生负电压电荷泵，其利用内部的场效应晶体管（Field Effect Transistor，FET）开关阵列以一定的方式控制电容上电荷的传输，通常以时钟信号控制电荷泵中电容的充放电，从而使输入电压以一定的方式升高（或降低），以达到所需要的输出电压。
[0004] 最早的理想CMOS电荷泵模型是J.Dickson在1976年提出的，其基本思想是利用二极管接法的MOS管限制电荷的单向流动，并通过电容对电荷的积累效应而产生高压，当时这种电路是为了提供可擦写EPROM所需要的电压。后来J.Witters、Toru Tranzawa等人对J.Dickson的电荷泵模型进行改进，提出了比较精确的理论模型，并通过实验加以证实提出了一系列理论公式。随着集成电路的不断发展，按照按比例缩小原则，电源电压不断下降，而在一些电路应用中，所需电压不能按照工艺的缩小而下降，这样电荷泵在集成电路中的应用越来越广泛了。
[0005] 在标准的集成电路工艺中，NMOS均制作在同一衬底之上，这样使得在NMOS作为开关的电荷泵中存在严重的衬底偏置效应。PMOS作为开关，其衬底可以单独引出，不存在衬底偏置效应，能够很好的克服NMOS作为开关时的衬底偏置效应，显著地减小电压传输过程中由于开关引起的电压损失。
[0006] 图1为四级Dickson正高压电荷泵电路原理图。图2为PMOS作为开关的四级Dickson正高压电荷泵电路原理图。图中符号 表示输入电压源，符号 表示NMOS管，符号 表示PMOS管，其中CK1和CK2为两相不交叠的时钟信号。
[0007] 时钟的摆幅、MOS管的阈值和寄生电容等因素决定了每一级电荷泵电压所能抬升（或降低）的电压最大幅值。MOS管阈值的存在和升高直接影响到电荷泵每一级泵送的电荷量，从而最终影响输出电压的上升速度和最高可输出电压。
发明内容
[0008] （一）要解决的技术问题
[0009] 本发明要解决的技术问题是：在以PMOS作为开关的电荷泵中，如何缩小电压上升时间，提高电压上升速度。
[0010] （二）技术方案
[0011] 为了解决上述技术问题，本发明提供一种PMOS正高压电荷泵，包括多级串联的电荷泵电路，以及一级输出电路，所述输出电路的输入端与最后一级所述电荷泵电路的输出端连接；
[0012] 其中，每一级所述电荷泵电路包括一个NMOS管、三个PMOS管和一个电容器；其中，所述电容器的一端、第一PMOS管的漏极、栅极和衬底，第二PMOS管的漏极和衬底，以及第三PMOS管的栅极相连在一起，并作为本级电荷泵电路的输出端；第三PMOS管的漏极、NMOS管的漏极和第二PMOS管的栅极相连在一起；所述NMOS管的栅极与控制信号相连；所述电容器的另一端与时钟信号相连；所述NMOS管的源极、衬底接地；第一PMOS管的源极、第二PMOS管的源级，以及第三PMOS管的栅极连接在一起，作为本级电荷泵电路的输入端，与输入电压或上一级电荷泵电路的输出端相连；
[0013] 所述输出电路为所述电荷泵电路去除电容器之后形成的电路。
[0014] 优选地，所述电荷泵电路有四级，第一级、第三级电荷泵电路中的电容的另一端与第一时钟信号CK1连接，第二级和第四级电荷泵电路中的电容的另一端与第二时钟信号CK2连接，第一级、第三级电荷泵电路以及所述输出电路中的NMOS管的栅极与第一控制信号CTL1连接，第二级、第四级电荷泵电路中的NMOS管的栅极与第二控制信号CTL2连接，第一时钟信号CK1与第二时钟信号CK2两相不交叠。
[0015] 优选地，第一控制信号CTL1依据第一时钟信号CK1产生，第二控制信号CTL2依据第二时钟信号CK2产生。
[0016] 优选地，第一控制信号CTL1的上跳沿晚于相应第一时钟信号CK1的下跳沿，第二控制信号CTL2的上跳沿晚于相应第二时钟信号CK2的下跳沿；第一控制信号CTL1的下跳沿早于相应第一时钟信号CK1的上跳沿，第二控制信号CTL2的下跳沿早于相应第二时钟信号CK2的上跳沿。
[0017] （三）有益效果
[0018] 上述技术方案具有如下优点：本发明的电荷泵采用新型结构，保存原有PMOS开关电荷泵的同时，增加PMOS开关电荷泵栅极控制辅助支路，降低了传输辅助支路中PMOS开关管栅极电压，提高了传输辅助支路中PMOS管电荷导通能力，减小了电压损失，从而提高了输出电压，减小了电压上升时间，提高了电路整体电压上升阶段电压的斜率，同时很好地减小了由栅极控制辅助支路直接控制传输主支路中PMOS管栅极时存在的较大反向电流。附图说明
[0019] 图1为NMOS开关的四级Dickson正高压电荷泵电路原理图；
[0020] 图2为PMOS开关的四级Dickson正高压电荷泵电路原理图；
[0021] 图3为依照本发明一种实施方式的单级正高压电荷泵的电路原理图；
[0022] 图4为依照本发明一种实施方式的正高压电荷泵输出级的电路原理图；
[0023] 图5为依照本发明一种实施方式的由栅极电压控制辅助支路直接控制PMOS传输主支路栅极的四级PMOS开关正高压电荷泵的电路原理图；
[0024] 图6为依照本发明一种实施方式的四级PMOS开关正高压电荷泵的电路原理图；
[0026] 图8为依照本发明一种实施方式的四级PMOS开关正高压电荷泵与四级PMOS开关Dickson正高压电荷泵输出最大输出电压-输出负载电流曲线对比图；
[0027] 图9为依照本发明一种实施方式的四级PMOS开关正高压电荷泵与四级PMOS开关Dickson正高压电荷泵输出电压上升时间-输出负载电流曲线对比图；
[0028] 图10为依照本发明一种实施方式的四级PMOS开关正高压电荷泵与四级PMOS开关Dickson正高压电荷泵输出电压上升斜率-负载电流曲线对比图；
[0029] 图11为依照本发明一种实施方式的二级、五级、八级PMOS开关正高压电荷泵与二级、五级、八级PMOS开关Dickson正高压电荷泵输出最高电压-输出负载电流曲线对比图；
[0030] 图12为依照本发明一种实施方式的PMOS开关正高压电荷泵与PMOS开关Dickson正高压电荷泵，分别在输出负载为0和200uA情况下的最大输出电压-电荷泵级数曲线对比图；
[0031] 图13为依照本发明一种实施方式的二级、五级、八级PMOS开关正高压电荷泵与二级、五级、八级PMOS开关Dickson正高压电荷泵输出电压上升时间-输出负载电流曲线对比图；
[0032] 图14为依照本发明一种实施方式的PMOS开关正高压电荷泵与PMOS开关Dickson正高压电荷泵，分别在输出负载为0和200uA情况下的输出电压上升时间-电荷泵级数曲线对比图；
[0033] 图15为依照本发明一种实施方式的二级、五级、八级正高压电荷泵与二级、五级、八级PMOS开关Dickson正高压电荷泵输出电压上升斜率-输出负载电流曲线对比图；
[0034] 图16为依照本发明一种实施方式的PMOS开关正高压电荷泵与PMOS开关Dickson正高压电荷泵，分别在输出负载为0和200uA情况下的输出电压上升斜率-电荷泵级数曲线对比图；
[0035] 图17为PMOS开关Dickson正高压电荷泵电路、图5所示电路与依照本发明一种实施方式的PMOS开关正高压电荷泵电路反向电流的比较图。
具体实施方式
[0036] 下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
[0037] 本发明的核心思想为增加PMOS电荷泵传输辅助支路，并降低电荷泵传输辅助支路中PMOS栅极电压，提高其栅极与源极的电压差，从而提高PMOS导通性能，减小电压传输过程中的电压损失。整体电路包括三个部分：一、PMOS电荷泵电荷传输主支路；二、PMOS电荷泵电荷传输辅助支路；三、PMOS栅极电压控制辅助支路。第一部分PMOS电荷泵传输主支路与传统PMOS开关Dickson电荷泵原理相同，利用PMOS开关，结合时钟信号，控制电容中电荷的流动方向；第二部分PMOS电荷泵传输辅助支路辅助第一部分PMOS电荷泵电荷传输主支路的电荷传输性能，并在第三部分PMOS栅极电压控制辅助支路的控制下，有效地减小在第一部分PMOS电荷泵传输主支路中存在的较大阈值损失；第三部分PMOS栅极电压控制辅助支路动态地控制第三部分中PMOS开关管的栅极电压，从而提高第三部分PMOS电荷泵传输辅助支路中PMOS开关管导通能力，最终提高了整体电路的最大可输出电压，减小了电压上升时间，并有效的控制了不使用第二部分PMOS电荷泵电荷传输辅助支路时存在的较大反向电流。
[0038] 具体地，如图6所示，依照本发明一种实施方式的四级PMOS开关电荷泵，包括：PMOS开关电荷泵电荷传输主支路，由五个PMOS管（MP0～MP4）及四个电容器组成；PMOS开关电荷泵电荷传输辅助支路，由五个电荷传输辅助PMOS管（MPP0～MPP4，以下简称“传输辅助PMOS管”）组成；PMOS栅极电压控制辅助电路，由五个栅极电压控制辅助PMOS管（MPX0～MPX4，以下简称“栅控辅助PMOS管”）及五个栅极电压控制辅助NMOS管（MNX0～MNX4，以下简称“栅控辅助NMOS管”）组成。其中，第一PMOS管MP0的源极、第一传输辅助PMOS管MPP0的源极、第一栅极控制辅助支路PMOS管MPX0的栅极与输入电压VDD相连，第一至第四电容器（C1～C4）的一端分别与第一至第四PMOS管的（MP0～MP4）的漏极、栅极及衬底相连，第一至第四电容器（C1～C4）的一端还分别与第一至第四传输辅助PMOS管（MPP0～MPP4）的漏极及衬底相连，第一至第四电容器（C1～C4）的一端还分别与第一至第四栅控辅助PMOS管（MPX0～MPX3）源极及衬底相连，第一至第四电容器（C1～C4）的一端还分别与第二至第五PMOS管（MP1～MP4）的源极相连，第一至第四电容器（C1～C4）的一端还分别与第二至第五传输辅助PMOS管（MPP1～MPP4）源极相连，此外，第一至第四电容器（C1～C4）的一端还分别与第二至第五栅控辅助PMOS管（MPX1～MPX4）栅极相连，第一、第三电容器（C1、C3）的另一端与两相时钟信号的第一时钟信号（CK1）相连，第二、第四电容器的另一端与两相时钟信号的第二时钟信号（CK2）相连，第一至第五传输辅助PMOS管（MPP0～MPP4）栅极分别与第一至第五栅控辅助PMOS管（MPX0～MPX4）漏极相连，此外，第一至第五传输辅助PMOS管（MPP0～MPP4）栅极还与第一至第五栅控辅助NMOS管（MNX0～MNX1）漏极相连，第一至第五栅控辅助NMOS管（MNX0～MNX4）源极及衬底连接至地，第一、第三、第五栅控辅助NMOS管栅极连接至两个控制信号中的第一个控制信号（CTL1），第二、第四栅控辅助NMOS管栅极连接至两个控制信号中的第二个控制信号（CTL2），第五PMOS管（MP4）的漏极、衬底及栅极、第五传输辅助PMOS管（MPP4）漏极及衬底、第五栅控辅助PMOS管（MPX4）源极及衬底连接在一起，作为电压输出端Vout。
[0039] 其中，如附图7所示，两个控制信号（CTL1、CTL2）依据两相时钟信号产生，有如下特点：第一控制信号和第二控制信号的上跳沿略晚于相应第一时钟信号和第二时钟信号下跳沿；第一控制信号和第二控制信号的下跳沿略早于相应第一时钟信号和第二时钟信号的上跳沿。
[0040] 时钟信号（CK1、CK2）与控制信号（CTL1、CTL2）共同决定传输辅助PMOS开关管的状态，使传输辅助PMOS管源极与栅极的电压差增大，提高传输辅助PMOS管导通能力，减小电压损失，提高最终输出电压，同时减小电荷泵的上升时间。其具体工作过程如下：当CK1为低电平CK2为高电平开始时，CTL1、CTL2均为低电平，MP0管、MPP0管左端电压高于右端电压，MP0、MPP0管导通，VDD将节点N1充电至V1’=VDD-|Vthp|，其中Vthp为MP0、MPP0阈值电压中的较小值，此时MPX0管栅极电压高于源极电压，MPX0断开，CTL1为0，MNX0也断开，X1成为悬浮节点；之后，CTL1为1，MNX0导通对X1节点泄放电荷，使得MPP0管栅极为0，MPP0导通能力增强，并由于源极电压与栅极电压的差值（VDD-0=＝VDD）大于PMOS管阈值的绝对值，VDD再次对N1节点充电至V1p=VDD；然后CTL1变为0，MNX0断开，X1再次成为悬浮节点；当CK1转换为高电平CK2转换为低电平时，N1节点电平上升，MPX0栅极电压低于源极电压将开始导通，对节点X1充电，同时MP1管、MPP1管源极电压也将高于栅极电压，MP1管、MPP1管导通，此时节点N1、N2、X1进行电荷传输，其中N1与X1电位相同，N2节点比两者略低一个PMOS阈值电压，MP0管、MPP0管断开；之后CTL2转换为高电平，MNX1管导通，将节点X2放电至0，MPP1管导通能力增强，不再存在阈值损失，节点N1、X1、N2达到共同电平V1（VDD
[0041] 对于节点N2，当CK1高电平CK2低电平CTL2由高电平转换为低电平之后，X2节点电平为0，这样，在CK1转换为低电平CK2转换为高电平过程中，N2节点电平通过电容C2被CK2信号抬高，N1节点电平通过电容C1被CK1信号降低，在某一时间内，将有MP1、MPX1均导通，当X2节点与N2节点相差一个PMOS阈值以内之后，MP1截止，N2节点电荷通过MP1管回流至N1节点的通路才能断开。这一反向电流同样存在于N1、N3、N4节点。反向电流的存在严重影响了图5所示的这类PMOS开关电荷泵的性能。所设计PMOS开关电荷泵（如图6所示），利用传输辅助PMOS管补充PMOS传输主支路中存在的阈值电压损失，同时由于传输辅助PMOS管与传输主支路PMOS管相比具有较小的尺寸，能够有效地抑制上述方向电流对整体电路的影响。
[0042] 对图2所示的PMOS开关Dickson电荷泵以及本发明的电荷泵进行仿真，图8给出了随着负载电流的变化，输出电压最大值的数据，可以看出，由于该发明原理在保留原有PMOS电荷传输路径的基础上，增加了电荷传输辅助支路，提高了电荷泵中传输辅助PMOS管的电荷传输能力，所设计电荷泵与普通PMOS开关Dickson电荷泵相比，在相同的负载电流下能够提供更高的输出电压。
[0043] 图9给出了随着负载电流的变化，输出端电压由0上升至输出电压相应最大值80%所需的时间曲线，可以看出，所设计电荷泵与普通PMOS开关Dickson电荷泵相比，在相同负载电流情况下，能够在近似相同的时间内达到最大输出电压的80%。
[0044] 图10给出了随着负载电流的变化，输出端电压由0上升至输出电压相应最大值80%过程中的平均斜率比较图，可以明显看出，由于能够在近似相同的时间内达到更高的输出电压，所设计电荷泵与普通PMOS开关Dickson电荷泵相比，在相同的负载电流下，明显的具有更高的上升斜率。
[0045] 图11给出了不同级数（二级、五级、八级）情况下，最大输出电压随负载电流大小变化曲线的比较结果，可以看出，对于不同级数电荷泵情况下，所设计电荷泵均能提供比原来较高的输出电压，且随着负载电流和电荷泵级数的增加，优势愈加明显。
[0046] 图12给出了不同负载电流情况（0、200uA）情况下，最大输出电压随电荷泵级数变化曲线的比较结果，可以看出，随着电荷泵级数的增加，所设计电荷泵提供的最大输出电压高于PMOS开关Dickson电荷泵的值不断增加，并且在大输出负载电流的情况下这一电压差值更大。
[0047] 图13给出了不同级数（二级、五级、八级）情况下，上升时间随负载电流大小变化曲线的比较结果，可以看出，所设计电荷泵与普通PMOS开关Dickson电荷泵相比，在相同的负载电流情况下，能在大致相同的时间内达到最大输出电压的80%，并且在级数较大（八级）的情况下，能够在较短的时间内达到输出电压的80%。
[0048] 图14给出了不同负载电流情况（0、200uA）情况下，上升时间随电荷泵级数变化曲线的比较结果，可以看出，与PMOS开关Dickson电荷泵相比，所设计PMOS开关正高压电荷泵有近似或较小的输出电压上升时间，并且这一优势随着电荷泵级数的增加而增强，随着输出负载电流的增大而减弱。
[0049] 图15给出了不同级数（二级、五级、八级）情况下，电压上升斜率随负载电流大小变化曲线的比较结果，可以看出，随着电荷泵级数的增加，所设计电路输出电压上升斜率有所上升，但与普通PMOS开关Dickson电荷泵相比仍有明显更大的上升斜率，且从趋势观察，所设计电荷泵输出电压上升斜率将始终大于普通PMOS开关Dickson电荷泵。
[0050] 图16给出了不同负载电流情况（0、200uA）情况下，输出电压上升斜率随电荷泵级数变化曲线的比较结果，可以看出，在不同的输出电流负载情况下，随着电荷泵级数的增加，所设计电荷泵与PMOS开关Dickson电荷泵输出电压上升斜率均有所下降，但所设计电荷泵输出电压上升斜率明显大于PMOS开关Dickson电荷泵，从趋势上能够判断，所设计电荷泵电压上升斜率始终大于PMOS开关Dickson电荷泵。
[0051] 图17给出了PMOS开关Dickson电荷泵电路、图5所示电荷泵电路与所设计四级PMOS开关正高压电荷泵对应N2节点处电流情况比较图。可以看出，图5所示电路中N2节点有明显大于PMOS开关Dickson电荷泵电路的反向电流；所设计四级PMOS正高压电荷泵由于采用较小的PMOS管MPP1进行电压损失的补偿，对应节点处仅增加了较小的反向电流，近似于PMOS开关Dickson电荷泵电路。（反向电流的实际大小与MP1管与MPP1管及MPX1管的尺寸比例相关）。
[0052] 由以上实施例可以看出，本发明的电荷泵采用新型结构，保存原有PMOS开关电荷泵的同时，增加PMOS开关电荷泵栅极控制辅助支路，降低了传输辅助支路中PMOS开关管栅极电压，提高了传输辅助支路中PMOS管电荷导通能力，减小了电压损失，从而提高了输出电压，减小了电压上升时间，提高了电路整体电压上升阶段电压的斜率，同时很好地减小了由栅极控制辅助支路直接控制传输主支路中PMOS管栅极时存在的较大反向电流。
[0053] 以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和替换，这些改进和替换也应视为本发明的保护范围。
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