电介质波导管滤波器
阅读：838发布：2023-03-02
专利汇可以提供电介质波导管滤波器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 提供一种高频侧的衰减特性与低频侧的衰减特性相比劣化少的极性 电介质 波 导管 滤波器 。其中，将用导体膜被覆长方体形状的电介质 块 体周围的多个电介质 波导 管 谐振器 设置于主耦合通路、和跳跃所述主耦合通路而耦合的副耦合通路，被所述副耦合通路跳跃的主耦合通路中包含(1)个以上的电容性耦合通路。，下面是电介质波导管滤波器专利的具体信息内容。
电介质波导管滤波器
技术领域
背景技术
[0002] 在手机等基站中，为了使无线通信的信道尽可能邻接且有效运用频率资源，需要防止信道间的干扰，并保持陡峭的衰减特性的带通滤波器。如果代替大且重的金属制的空腔谐振器，使用小型且轻量的电介质波导管谐振器的被称作电介质波导管滤波器的带通滤波器，则可以将基站小型轻量化。另外，也能够实现基站的低成本化。
[0003] 电介质波导管滤波器由在用导体膜覆盖周围的电介质块体的局部设有电介质露出的耦合窗的多个电介质波导管谐振器组合而构成。邻接的电介质波导管谐振器密合地配置，邻接的电介质波导管谐振器之间由耦合窗电磁耦合。长度方向与电场方向相同的耦合窗称为电感性窗，将电介质波导管谐振器之间的路径进行电感性耦合，长度方向与电场方向正交的窗称为电容性窗，在相邻的电介质波导管谐振器之间进行电容性耦合。
[0004] 通常，为了使带通滤波器的衰减特性陡峭，只要增加构成滤波器的谐振器数量即可。
[0005] 但是，电介质波导管谐振器的无负荷Q比金属制空腔谐振器的无负荷Q低，因此，增加电介质波导管滤波器的电介质波导管谐振器的数量时，会增加滤波器在带域内的插入损失。因此，为了不增加谐振器的数量而得到插入损失小、陡峭的衰减特性的滤波器，而使用利用跳跃耦合的极化。
[0007] 图8A表示利用跳跃耦合进行极化的现有电介质波导管滤波器的分解立体图，图8B表示图8A的等效电路图。
[0008] 如图8A与图8B所示，现有电介质波导管滤波器8由用导体膜被覆长方体形状的电介质块体周围的电介质波导管谐振器81～86构成，
[0009] 电介质波导管谐振器81包括用于输入的电感性窗L81，
[0010] 电介质波导管谐振器86包括用于输出的电感性窗L87，
[0011] 电介质波导管谐振器81～86用电感性窗L82～L85串联地耦合，
[0012] 电介质波导管谐振器82与85之间通过电容性窗C80跳跃耦合。
[0013] 在此，电介质波导管滤波器8中，将通过电介质波导管谐振器81、82、83、84、85、86的耦合通路称为主耦合通路，将通过电介质波导管谐振器81、82、85、86的耦合通路称为副耦合通路。
[0014] 电介质波导管滤波器对于主耦合通路，调整副耦合通路的透射相位和透射振幅并进行极化。
[0015] 图9A是表示对于电感性耦合通路和电容性耦合通路频率的透射相位变化的图表，图9A中，实线表示电感性耦合通路的透射相位，虚线表示电容性耦合通路的透射相位。图9B是表示对于电介质波导管谐振器频率的透射相位变化的图表。
[0016] 如图9A所示，电感性耦合通路和电容性耦合通路的透射相位与频率无关、基本固定。电感性耦合通路具有使相位超前约90°的作用，电容性耦合通路具有使相位滞后约90°的作用。
[0017] 另一方面，如图9B所示，电介质波导管谐振器的透射相位在比电介质波导管谐振器的谐振频率f0低频率侧相位滞后90°，在比谐振频率f0高频率侧相位超前90°。
[0018] 另外，通常在将多个电介质波导管谐振器串联地耦合的情况下，电介质波导管谐振器的数量越多的路径，透射相位的倾斜变得越陡峭。
[0020] 例如，图8A所示的电介质波导管滤波器8中，在低频侧和高频侧双方，以使在主耦合通路传送的信号和在向副耦合通路传送的信号相位相反的方式而进行设计。
[0021] 这样的设计法记载于J.Brain Thomas著，“Cross-Coupling inCoaxial Cavity Filters-A Tutorial Overview”，IEEE TRANSACTIONS ONMICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES，VOL.51，NO.4，APRIL2003，P1368。
[0022] 图10A是表示图8A所示的电介质波导管滤波器8的主耦合通路和副耦合通路各自的透射振幅的频率特性的图表，图10A中，实线表示主耦合通路，虚线表示副耦合通路。图10B是将图8A所示的主耦合通路和副耦合通路的透射振幅合成而得到的，表示电介质波导管滤波器8的透射振幅的频率特性的图表。
[0023] 图10A和图10B中，电介质波导管滤波器8的中心频率为f0，主耦合通路与副耦合通路的透射振幅一致的频率生成衰减极fa和fb。
[0024] 图10A和图10B中，衰减极fb与中心频率f0的距离比衰减极fa与中心频率f0的距离远。这是由于电容性耦合通路具有类似于频率越高透射振幅越减少的低通滤波器的性质。
[0025] 图11是表示电容性耦合通路和电感性耦合通路的透射振幅频率特性的图表。图11中，实线表示电感性耦合通路，虚线表示电容性耦合通路。
[0026] 如图11所示，电感性耦合通路中随着频率变高透射振幅逐渐变大，电容性耦合通路中随着频率变高而透射振幅逐渐变小。由此，电感性耦合通路具有类似高通滤波器的性质，电容性耦合通路具有类似低通滤波器的性质。
[0027] 由于现有的电介质波导管滤波器在主耦合通路含有的具有类似高通滤波器性质的电感性耦合通路比副耦合通路多，因此，主耦合通路的透射振幅的高频侧的衰减倾斜度比低频侧的衰减倾斜度更缓。因此，主耦合通路和副耦合通路的透射振幅一致的高频侧的点移动到频率高的一侧。其结果产生高频侧的衰减极与低频侧的衰减极相比距中心频率的距离远，电介质波导管滤波器的高频侧衰减特性与低频侧衰减特性相比变得缓慢的问题。
发明内容
[0028] 为了解决所述问题，本发明的电介质波导管滤波器将用导体膜被覆长方体形状的电介质块体周围的多个电介质波导管谐振器耦合而构成，其特征在于，包括：
[0029] 将所述多个电介质波导管谐振器串联地耦合的主耦合通路、和
[0030] 跳跃所述主耦合通路的一部分而耦合的1个或1个以上的副耦合通路，
[0031] 其中，被所述副耦合通路跳跃的主耦合通路中包含1个或1个以上的电容性耦合通路。
[0032] 另外，本发明的电介质波导管滤波器的特征在于，
[0033] 将介电常数比所述电介质波导管谐振器高的电介质板夹在所述电容性耦合通路中。
[0034] 根据发明第一方面，由于主耦合通路的一部分使用电容性耦合通路，因此能够得到高频侧的衰减极接近中心频率，高频和低频两侧的衰减特性陡峭的电介质波导管滤波器。
[0035] 根据发明第二方面，由于在所述电容性耦合通路夹有与电介质波导管谐振器相比介电常数高的电介质板，因此可以扩展电容性窗的横向间隔，即使在向电介质波导管滤波器输入大功率的情况下，也能够得到在电容性窗难以放电的电介质波导管滤波器。附图说明
[0036] 图1A是本发明第一实施例的分解立体图；
[0037] 图1B是图1A的等效电路图；
[0038] 图2A是表示图1A的电介质波导管滤波器的主耦合通路和副耦合通路透射振幅的频率特性的图表；
[0039] 图2B是表示图1A的电介质波导管滤波器和现有电介质波导管滤波器透射振幅的频率特性的图表；
[0040] 图3A是本发明第二实施例的分解立体图；
[0041] 图3B是对图3A局部进行详细说明的图；
[0042] 图3C是图3A的等效电路图；
[0043] 图4是表示图3A的电介质波导管滤波器频率特性的图表；
[0044] 图5A是表示窗尺寸和耦合系数的关系的图表；
[0045] 图5B是对图5A中X符号表示的电介质波导管谐振器的构成进行说明的图；
[0046] 图5C是对图5A中三角符号表示的电介质波导管谐振器的构成进行说明的图；
[0047] 图5D是对图5A中圆符号表示的电介质波导管谐振器的构成进行说明的图；
[0048] 图6A是表示对于图5D相对介电常数的透射相位和反射相位的图表；
[0049] 图6B是表示对于图5D电介质板厚度的透射相位和反射相位的频率特性的图表；
[0050] 图7A是本发明第三实施例的分解立体图；
[0051] 图7B是图7A的等效电路图；
[0052] 图8A是现有电介质波导管滤波器的分解立体图；
[0053] 图8B是图8A的等效电路图；
[0054] 图9A是表示对于电感性耦合通路和电容性耦合通路的频率的透射相位的频率特性的图表；
[0055] 图9B是表示对于电介质波导管谐振器频率的透射相位的频率特性的图表；
[0056] 图10A是表示现有电介质波导管谐振器的主耦合通路和副耦合通路各自的透射振幅的频率特性的图表；
[0057] 图10B是表示现有电介质波导管滤波器的透射振幅的频率特性的图表；
[0058] 图11是表示电感性耦合通路和电容性耦合通路的透射振幅的频率特性的图表。
[0059] 符号说明
[0060] 1、3、7、8电介质导波管滤波器
[0061] 11～16、31～36、51、71～76、81～86电介质波导管谐振器
[0062] 37、52电介质板
[0063] L10～L13、L15～L17、L30～L33、、L35～L37、L51、L70～L73、L75～L77、L81～L87电感性窗
[0064] C14、C34、C51、C74、C78、C80电容性窗
[0065] C37、C52窗
具体实施方式
[0066] 下面，使用附图对本发明的电介质波导管滤波器的第一实施例进行说明。
[0067] 图1A表示本发明的电介质波导管滤波器的第一实施例的分解立体图，图1B表示图1A的等效电路图。
[0068] 如图1A所示，电介质波导管滤波器1由将长方体形状的电介质块体周围用导体膜被覆的电介质波导管谐振器11～16构成。
[0069] 电介质波导管谐振器11具有用于输入的电感性窗L11，电介质波导管谐振器16具有用于输出的电感性窗L17。
[0070] 电介质波导管谐振器11～13由电感性窗L12～L13串联地耦合，电介质波导管谐振器14～16由电感性窗L15～L16串联地耦合，电介质波导管谐振器13和电介质波导管谐振器14之间由电容性窗L14耦合，电介质波导管谐振器12和电介质波导管谐振器15之间由电感性窗L10耦合。
[0071] 其结果是，本发明的电介质波导管谐振器1具有通过电介质波导管谐振器11、12、13、14、15、16的主耦合通路和通过电介质波导管谐振器11、12、15、16的副耦合通路。
[0072] 即，副耦合通路跳跃电介质波导管谐振器13、14而耦合，被副耦合通路跳跃的主耦合通路含有电容性耦合C14。
[0073] 图2A是表示图1A所示的电介质波导管滤波器的主耦合通路和副耦合通路的透射振幅的频率特性的图表，图2A中，实线表示主耦合通路，虚线表示副耦合通路。图2B是表示图1A所示的电介质波导管滤波器和现有电介质波导管滤波器的透射振幅的频率特性的图表，图2B中，实线表示图1A所示的电介质波导管滤波器，虚线表示用于比较的现有电介质波导管滤波器。图2A和图2B中，f0表示滤波器的中心频率，fa表示低频侧的衰减极，fb表示在现有电介质波导管滤波器情况下高频侧的衰减极，fb1表示图1A所示的电介质波导管滤波器的高频侧的衰减极。
[0074] 另外，电介质波导管谐振器11～16的相对介电常数为21，
[0075] 电介质波导管谐振器11和16的宽度(X轴方向)为18mm，长度为(Y轴方向)14.7mm，高度为(Z轴方向)8mm，
[0076] 电介质波导管谐振器12和15的宽度(X轴方向)为18mm，长度为(Y轴方向)16.3mm，高度为(Z轴方向)8mm，
[0077] 电介质波导管谐振器13和14的宽度(X轴方向)为18mm，长度为(Y轴方向)19mm，高度为(Z轴方向)8mm，
[0078] 电感性窗L11和L17的宽度(X轴方向)为10.4mm，高度为(Z轴方向)6mm，
[0079] 电感性窗L12和L16的宽度(X轴方向)为7.3mm，高度为(Z轴方向)6mm，
[0080] 电感性窗L13和L15的宽度(X轴方向)为6.7mm，高度为(Z轴方向)6mm，
[0081] 电感性窗L10的宽度(Y轴方向)为3.2mm，高度为(Z轴方向)6mm，
[0082] 电容性窗C14的宽度(Y轴方向)为19mm，高度为(Z轴方向)0.2mm，
[0083] 电介质波导管谐振器11～16配置为底面对齐，电容性窗C14偏向配置于电介质波导管谐振器13、14的底面侧。
[0084] 图1A所示的电介质波导管滤波器1将处于主耦合通路上的具有类似高通滤波器性质的电感性耦合通路中的一个置换成具有类似低通滤波器性质的电容性耦合通路，因此，如图2A的箭头A所示，主耦合通路的高频侧透射振幅与现有电介质波导管滤波器透射振幅相比，变得稍微陡峭，另外，将副耦合通路上的具有类似低通滤波器性质的电容性耦合通路置换成具有类似高通滤波器性质的电感性耦合通路，因此，如图2A的箭头B所示，副耦合通路的高频侧透射振幅与现有电介质波导管滤波器的透射振幅相比，变得稍微缓慢，其结果如图2A的箭头C所示，在主耦合通路和副耦合通路的透射振幅一致这一点上产生的高频侧衰减极向中心频率f0靠近。结果如图2B所示，高频侧的衰减极成为fb1的位置，可以得到高频侧的衰减特性没有变缓的电介质波导管滤波器。
[0085] 图3A表示本发明电介质波导管滤波器的第二实施例的分解立体图，图3B是对图3A分解立体图的局部进行详细说明的图，图3C表示图3A的等效电路图。
[0086] 如图3A和图3B所示，电介质波导管滤波器3由将长方体形状的电介质块体的周围用导体膜被覆的电介质波导管谐振器31～36和将周围用导体膜被覆的电介质板37构成。
[0087] 电介质波导管谐振器31具有用于输入的电感性窗L31，电介质波导管谐振器36具有用于输出的电感性窗L37。电介质波导管谐振器31～33由电感性窗L32～L33串联地耦合，电介质波导管谐振器34～36由电感性窗L35～L36串联地耦合，电介质波导管谐振器33、34经由电介质板37由电容性窗C34耦合，电介质波导管谐振器32和35之间由电感性窗L30跳跃地耦合。电介质板37中，在与电容性窗C34相同位置设有与电容性窗C34相同尺寸的窗C37。
[0088] 另外，电介质波导管谐振器31～36的相对介电常数为21，
[0089] 电介质波导管谐振器31和36的宽度(X轴方向)为18mm，长度(Y轴方向)为14.8mm，高度(Z轴方向)为8mm，
[0090] 电介质波导管谐振器32和35的宽度(X轴方向)为19.9mm，长度(Y轴方向)为15mm，高度(Z轴方向)为8mm，
[0091] 电介质波导管谐振器33和34的宽度(X轴方向)为18.3mm，长度(Y轴方向)为18mm，高度(Z轴方向)为8mm，
[0092] 电感性窗L31和L37的宽度(X轴方向)为10.4mm，高度(Z轴方向)为6mm，
[0093] 电感性窗L32和L36的宽度(X轴方向)为7.3mm，高度(Z轴方向)为6mm，
[0094] 电感性窗L33和L35的宽度(X轴方向)为6.5mm，高度(Z轴方向)为6mm，
[0095] 电感性窗L30的宽度(Y轴方向)为4.7mm，高度(Z轴方向)为6mm，
[0096] 电介质板37的宽度(X轴方向)为18mm，厚度(X轴方向)为2mm，高度(Z轴方向)为5.3mm，
[0097] 电容性窗C34的宽度(Y轴方向)为13mm，高度(Z轴方向)为2.3mm，电容性窗C34的中心与电介质板37的侧面(YZ面)的中心一致，
[0098] 电介质波导管谐振器31～36和电介质板37配置为底面对齐。
[0099] 另外，电介质板37的宽度Y37不需要与电介质波导管谐振器33的宽度Y33或电介质波导管谐振器34的宽度Y34相同，电介质板37的高度Z37不需要与邻接的电介质波导管谐振器33、37的高度Z3相同。
[0100] 图4是表示图3A所示的电介质波导管滤波器3的频率特性的图表，实线表示图3A所示的电介质波导管滤波器3，虚线表示用于比较的现有电介质波导管滤波器。根据图4得知，即使在电容性耦合通路夹有电介质板的情况下，在高频侧也能够得到陡峭的衰减特性。
[0101] 但是，在电容性窗和电感性窗的耦合系数的大小大致相同的情况下，电容性窗的横向距离与电感性窗的横向距离相比，靠近极端。
[0102] 另外，图1A所示的电介质波导管滤波器1中，由于在滤波器的传输频带区域主耦合通路的透射振幅比副耦合通路大，因此，功率大部分通过主耦合通路。
[0103] 因此，在主耦合通路上的一部分使用电容性窗的电介质波导管滤波器在输入大功率的情况下，易于电场在其电容性窗C14集中并产生放电，其结果是耐功率性恶化。
[0104] 为了解决上述问题，图3A所示的电介质波导管滤波器3在电容性耦合通路中夹有介电常数比电介质波导管谐振器高的电介质板37。
[0105] 图5A是表示将电介质波导管谐振器以用图5B～D构成表示的构成耦合时的窗尺寸和耦合系数关系的图表。图5A中，纵轴表示耦合系数，横轴表示窗尺寸，如图5B的构成所示，X符号表示将2个电介质波导管谐振器51、51由电容性窗C51耦合的情况下的对于电容性窗C51的高度h51的耦合系数，如图5C的构成所示，三角符号表示将2个电介质波导管谐振器51、51由电感性窗L51耦合的情况下的对于窗L51的宽度w51的耦合系数，如图5D的构成所示，圆符号表示用经由电介质板52的电容性窗C51将2个电介质波导管谐振器51、51耦合的情况下的对于电容性窗C51窗尺寸的高度h51的耦合系数。
[0106] 另外，电介质波导管谐振器51、51的相对介电常数为21，电介质波导管谐振器51、51的宽度Y51为18mm，高度Z51为8mm，电介质波导管谐振器51、51以基本模式(TE101)谐振。电介质波导管谐振器51、51的谐振频率为2.5GHz，由其谐振频率决定长度X51。
[0107] 电介质板52的相对介电常数为91，除去与窗C52相应的部分周围都用导体膜被覆，厚度X52为2mm，宽度Y52为18mm，高度Z52比电容性窗C51的高度h51高1mm，窗C52的尺寸与电容性窗C51相等。
[0108] 根据图5A，在例如希望的耦合系数为0.08的情况下，电容性窗的高度为0.2mm左右，但在夹持电介质板的情况下，电容性窗的高度可以离开4.7mm左右。其结果在电容性窗难以产生放电，耐功率性提高。
[0109] 图3A所示的电介质波导管滤波器3中，电介质板37的介电常数比电介质波导管谐振器的电介质块体的介电常数高，电介质板37的厚度X37要不足电介质板37的厚度方向(X轴方向)的管内波长的四分之一。理由如下。
[0110] 图6A是表示图5D的构成中使电介质板52的相对介电常数εr变化的情况下的反射相位和透射相位关系的图表，图6B是表示在图5D的构成中使电介质板52的厚度X52变化的情况下的反射相位和透射相位关系的图表。图6A和图6B中，圆符号表示反射相位，三角符号表示透射相位。
[0111] 根据图6A，在电介质板的相对介电常数为电介质波导管谐振器的相对介电常数即21以下的情况下，透射相位脱离0°至-90°的范围，并且反射相位的符号成为正。
[0112] 另外，根据图6B，电介质板的厚度为电介质板中厚度方向的管内波长的四分之一即3.5mm以上的情况下，透射相位脱离0°至-90°的范围，并且反射相位的符号成为正。这些现象意味着电介质波导管谐振器之间的耦合不是电容性耦合。
[0113] 因此，电介质板的介电常数比电介质波导管谐振器的介电常数高，电介质板的厚度必须不足电介质板中厚度方向的管内波长的四分之一。
[0114] 图7A表示本发明电介质波导管滤波器的第三实施例的分解立体图，图7B表示图7A的等效电路图。
[0115] 如图7A和图7B所示，电介质波导管滤波器7具有通过电介质波导管谐振器71、72、73、74、75、76的主耦合通路；通过电介质波导管谐振器71、72、75、76的第一副耦合通路；通过71、76的第二副耦合通路。
[0116] 这样，即使副耦合通路为多个，只要在被副耦合通路跳跃的主耦合通路上有一个以上的电容性耦合通路即可，另外，在副耦合通路上也可以有电容性耦合通路。另外，电容性耦合通路中也可以如第二实施例所示夹有电介质板。
[0117] 如上所述，本发明的电介质波导管滤波器，通过在由跳跃耦合而被跳跃的主耦合通路上的一个或一个以上电介质波导管谐振器间的耦合上使用电容性耦合通路，可以使传输频带区域的高频侧的衰减特性陡峭。
[0118] 另外，通过在所述电容性耦合通路夹持电介质板，可以拉开电容性窗横向的距离，可以提高耐功率性。
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